专利名称：具有高功率因数和低失真系数特性的电源装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种电源装置，它改善了交流电源的输入因数，降低了输入电流失真，抑制了谐波分量，尤其涉及一种适用于放电灯点亮装置和照明装置的电源装置。
具有在日本专利申请KOKA1公开号5-174986上公开的布置的装置是一种已知的属于这种类型的传统放电灯点亮装置。
在日本专利申请KOKA1公开号5-174986中所揭示的这种放电灯点亮装置中，把一具有两串接的开关元件的半桥型逆变电路连接到全波整流器上，对工业交流电源的电压进行整流，把一具有电感和隔直电容器的负载电路的串联电路连接到逆变电路中的一个开关元件上。
下面将把这种在日本专利申请KOKA1公开号5-174986中所揭示的放电灯点亮装置作为现有技术1来描述。
在现有技术中，如图50所示，线圈273和电容器274被布置在用于对工业交流电源271的输出电压进行整流的全波整流器272的输入侧。一个时间常数被设置在某一范围内的电容器275布置在全波整流器272的输出侧。一具有两串接的开关元件276和277的半桥型逆变电路278以并联连接的形式连接到在全波整流器272之间的电容器275上。电感279，放电灯280和隔直电容器281的串联电路连接到逆变电路278的一个开关元件277上。
这里不详述该现有技术1的效果。然而，其效果可从随着对目的和时序图等的描述中得到衡量。
在全波整流器272的输出侧的电容器275对交流电源271的频率进行平滑操作，使之到某一程度。同时，在全波整流器272的输入侧上的线圈273和电容器274产生谐振电压。该谐振电压以与半桥型逆变电路278的开关元件276的开关周期同步地产生。在开关元件276的导通周期，电源先从电容器275提供给逆变电路278，但是因为电容器275的容量被设置得较小，所以有电压降产生。此后，电流从工业交流电源271流至逆变器电路278。当开关元件276截止时，内流电流断流，产生上述谐振电压。如果把由线圈273和电容器274限定的电路常数设置在一预定范围内，可以使该谐振电压高于具有平滑作用的电容器275两端上的电压。因此，由于谐振电压用作电源，所以电流流入电容器275。在这种操作情况下，即使在输入交流电压较低的周期期间，也有输入电流流动，从而实现高输入功率因数，降低了输入电流失真。
在日本专利申请KOKA1公开号2-75200(下文称之为现有技术2)的装置是另一种已知的传统装置。
如图51所示，该装置包括一对设置于整流器284输出端之间的开关器件285和286，用以接受经一高频隔断器283来自交流电源282的输出。提供反向电流的二极管287和288并联连接到开关器件285和286上。两个串联的电容器289和290并联连接到开关器件285和286上。电容器290的容量被设置成大于另一个电容器289。二极管291并联连接到电容量相对较小的电容器289上。电感器292和放电灯293的串联电路连接在一对开关元件285和286的节点和电容器289和290的节点之间。另外，电容器294连接在放电灯293灯丝两端之间。
根据现有技术2，在开关器件285的导通周期，用整流器284的输出使电流通过开关器件285和提供给电感器292和放电灯293，并对容量较大的电容器290充电。在开关器件285截止和另一开关器件286导通之间的期间，用存储在电感器292内的能量向电容器290和二极管288提供电流。当开关器件286导通时，电容器290上的电荷通过开关器件286、电感器292和放电灯293释放。在下一段开关器件286截止和另一开关器件285导通之间的期间，用存储在电感器292内的能量向容量较小的电容器289和二极管287提供电流。
在这种方式中，高频交流电流在放电灯293中流过。而且，在开关器件285导通周期中，电流向容量较大的电容器290充电，使输入电流接近正弦波。
然而，在现有技术1中，似乎难以进行充分的平滑操作；或者充分地降低输入电流失真。这是因为在接近交流电源271的零交叉点附近从交流电源271流入逆变器电路278的电流为零，或者非常小，并且不能得到高的谐振电压。更具体地说，如果电容器275要进行充分的平滑操作，但在交流电源271的零交叉点附近不能提供电流，由于上述原因，不能得到高的谐振电压。在此期间，交流电压271不能提供输入电流。因此，不能充分地降低输入交流失真。如果在交流电源271的零交叉点附近时电容器275的电压降低，也不能获得足够的平滑电压。如上所述，在现有技术1中，如果把电路常数设置成能降低输入电流失真，也不能充分地平滑输入电压。因此，灯电流的波动性增加了，使发光效率降低，或者增加了光的波动性。
另外，按照现有技术1，当谐振电压产生时，在交流电源侧出现高频波纹电压。因而，除了电感器273和电容器274之外，还需要一专门的滤波器来降低波纹电压。
按照现有技术2，在整流器284的输出电压为峰值期间(整流器284的脉动输出电压为零或接近零期间)，不能提供输入电流。在此期间，容量较大的电容器290上的电荷释放。因此，在此期间，仅有电容器29的放电电流与基于该放电电流并存储于电感器292上的能量产生的再生电流一起流过二极管291。这种现象的产生是下列原因造成的。因此，在此周期，电容器289和290的串联电路上的电压大于整流器284的输出电压。如上所述，根据现有技术2，在某些周期，工业电源282(整流器284)不能提供输入电流，结果不能充分减少输入电流失真。
本发明就是为解决上述问题，其目的是提供一种新的经改进的电源装置，它通过对输入电压进行平滑来减小输出电流的波动，改善输入功率因素，并减小输入电流中的谐波。
本发明的另一个目的是提供一种电源装置，它在上述经改善电源装置的基础上，用一相对简单的结构来可靠地控制谐振电压，如使谐振电压的峰值恒定。
本发明的再一目的是提供一种电源装置，除上述效果之外，它还能可靠地降低输入电流失真。
根据本发明的第一方面，电源装置包含对交流电源的输出电压进行整流并输出未平滑的直流电压的整流装置、一对彼此串接在整流装置的输出端并以高于整流装置输出的频率交替导通/截止的开关器件、连接在第一开关器件两端之间并对整流装置的输出频率进行平滑操作的第一电容器和电感器的串联电路、与电感器一起按照一对开关器件的导通/截止操作产生谐振的第二电容器，和获得以电感器和第二电容器产生的谐振为基础的高频输出的输出电路。
根据本发明，举例来说，可以用场效应晶体管作为开关器件。在这种情况下，可以用因场效应管的构造其必然包含的寄生二极管来使反向电流通过。另一方面，开关器件也可以主要由集电极和发射极之间不包括寄生二极管的开关元件构成，如用双极性晶体管。在这种情况下，在集电极和发射极之间与其导通方向相反并联连接一二极管。然而，如果因晶体管的基极电路的结构要在发射极和基极之间连接上一二极管，则该二极管可以用于使反向电流流过。
另外，在本发明中，按照上面的描述，开关器件是交替导通/截止的。然而，在一开关器件从导通状态到截止状态和另一开关器件从截止状态到导通状态期间，有可能存在，或者可能不存在两开关器件都处于截止状态的周期。开关器件对的开关频率应高于整流装置的输出频率，较好的情况是大于几个千赫或更高，更好的情况是大于20KHz或更高，这高于音频。
在本发明中，“串接形式”或者“并接形式”意味着用或者不用另一个电子部件作媒介来连接一给定的电子部件。
另外，与电感器一起形成谐振电路的第二电容器可以设置在任意位置上，只要能形成谐振电路即可。例如，第二电容器可以以串接的形式连接到第二开关器件和电感器的串联电路上，或者可以连接在整流装置的输出端之间。另一方面，可以把第二电容器的一部分或者全部连接到整流装置的一个输出端和开关器件对之间。
而且，在本发明中，可以用任何类型的电感器，只要它能与第二电容器产生谐振。例如，可以用扼流圈、变压器等类似器件。(上述的描述同样适用于本发明的下面各个方面。)根据本发明的第二方面，电源装置包含对交流电源的输出电压进行整流并输出未平滑直流电压的整流装置、一对彼此串接在整流装置输出端之间并以高于整流装置的输出频率交替导通/截止的开关器件、相对容量较大、并并联连接到一个开关器件上的第一电容器、插在一开关器件和第一电容器之间的电感器，和容量小于第一电容器、与另一开关器件和电感器一起在第二开关器件导通周期时形成谐振电路的第二电容器。
根据本发明的第三方面，第一或第二方面中所述的电源装置进一步包含开关控制装置，用于以基本上恒定的频率使第一和第二开关器件导通/截止，并能改变开关器件的导通周期率。
根据本发明的第四方面，第一或第二方面的电源装置进一步包含开关器件控制装置，用于以基本上恒定的频率使第一和第二开关器件导通/截止，并能改变开关器件的导通周期率，该开关控制装置在交流电源每半个周期的电压输出的峰值较大时，缩短另一个开关器件的导通周期，当峰值较小时，则延长导通周期。
在本发明中，根据峰值可以连续或者逐步改变另一开关器件的导通周期。
根据本发明的第五方面，第一或第二方面的电源装置进一步包含能改变第一和第二开关器件的导通/截止频率的开关控制装置。
根据本发明的第六方面，在第五方面的电源装置中，在对应于整流装置的输出电压的峰值较小的期间使第一和第二开关器件以相对较低的频率导通/截止，当峰值升高时，则以相对较高的频率导通/截止。
根据本发明的第七方面，在第五或第六方面之一的电源装置中，把第二电容器并联连接到另一开关器件和电感器上。
根据本发明的第八方面，在第一至第六方面之一的电源装置中，第二电容器设置在整流装置的输出端之间。
根据本发明的第九方面，在第一至第六方面之一的电源装置中，第二电容器设置在整流装置的至少一个输出端和开关器件对之间，有一二极管并联连接到第二电容器上，其极性与整流装的输出极性相同。
在本发明，第二电容器可以由两个或更多个电容器构成，这些电容器可以分别设置在整流装置的正输出端和负输出端与开关器件对之间。在整流装置的输出端之间需要一个能通过谐振电流的元件。对于这种元件，通常用的通过高频波的电容器，但也可以使用专用元件。
根据本发明的第十方面，在第五或第六方面的电源装置中，在输出电路内设置了一阻抗随着频率的升高而降低的阻抗电路。
根据本发明的第十一方面，在第一至第十方面之一的电源装置中，在电感器到电源到负载的输出端之间设置有输出电路，变压器的初级绕组以串接形式连接到负载上，由变压器次级绕组的输出对第一和第二开关器件进行驱动控制。
根据本发明的第十二方面，第一至第十式方面之一的电源装置进一步包含一作为负载的放电灯。
根据本发明的第十三方面，在第十二方面的电源装置中，在对放电灯进行启动操作的预定的期间内，把第二开关器件的导通周期设置成大于在放电灯点亮期间内的导通周期。
根据本发明的第十四方面，在第一至第13方面中的电源装置中，在灯具上至少安装有放电灯作为负载。
根据本发明的第十五方面，提供一种电源装置，它包含对交流电压进行整流并输出未平滑的直流电压的整流装置、彼此串联连接、以高于整流装置的输出频率交替导通/截止以对整流装置的输出进行换向的第一和第二开关器件、并联连接到第一开关器件上的第一电容器，整流装置的输出通过第二开关器件在第二开关器件导通周期时对该第一电容器充电以对整流装置的输出进行平滑操作，在第一开关器件导通周期时，通过第一开关器件释放电荷、插入在第一和第二开关器件之间的节点与第一电容器之间，并能通过第一电容器的充电电流的电感器、根据第一和第二开关器件的导能/截止操作与电感器一起产生谐振的第二电容器、根据第一电容器释放的、并在第一开关器件内流动的放电电流值控制第一开关器件的导通周期以控制电感器和第二电容器产生的谐振电压值的控制单元以及在电感器和第二电容器产生的谐振的基础上得到高频输出的输出电路。
根据本发明的第十六方面，提供一种电源装置，它包含连接到交流电源上的整流装置、彼此串接在整流装置的一对输出端之间并以高于整流装置的输出频率导通/截止的第一和第二开关器件、容量较大的第一电容器和电感器的串联电路，该串联电路并联连接到第一开关器件上、容量较小并设置成根据第一和第二开关器件的导通/截止操作与电感器一起形成谐振的第二电容器、具有用于检测第一开关器件内流动的电流的电流检测装置的并根据该电流检测装置的检测信号控制第一开关器件的导通周期的控制单元，和在电感器和第二电容器产生谐振的基础上获得高频输出的输出电路。
在本发明中，第一电容器还对整流装置的输出频率进行平滑操作。另外，把第二电容器设置成与电感器一起形成谐振电路。在这种情况下，与第19方面相似，第二电容器可以设置在任何位置，只要可以形成谐振电路。
根据本发明的第十七方面，在第十五或十六方面的电源装置中，控制单元控制第一开关器件的导通周期，以使第一电容器释放的并在第一开关器件内流动的放电电流的峰值变成一预定值。
根据本发明第十八方面，在第十五或第十六方面的电源装置中，控制单元控制第一开关器件的导通周期，使第一电容器通过电感器和第一开关器件释放的放电电流的积分值变成预定值。
在本发明中，第一电容器的放电电流值按照第一电容器、电感器和负载的阻抗确定的斜率而上升。因此，把放电电流的积分值控制到一预定值，可以控制截止期间第一开关器件内的电流值。在本发明中，可以用如饱和电流互感器来作为把积分值控制到预定值上的装置。这种控制可以通过使第一开关器件处于导通状态，一直到饱和电流互感器饱和为止来进行。然而，这种装置也可以由电流检测装置和用于对电流检测装置的输出进行积分的积分装置来构成。换句话说，可以检测放电电流过第一开关器件的时间段。
根据本发明的第十九方面，在第十五方面的电源装置中，控制单元控制第一开关器件的导通周期，使流过第二开关器件的谐振电流的初始值为一预定值。
根据本发明的第二十方面，在第十七至十九方面之一的电源装置中，控制装置根据第一和第二开关器件上的电压值来改变确定第一开关器件导通周期的电流值的预定值。
根据本发明的第二十一方面，在第十五至十九方面之一的电源装置中，控制单元在有一电流流过第二开关器件一段预定时间之后使其截止。
根据本发明的第二十二方面，在第十五至十九方面之一的电源装置中，控制单元在电感器和第二电容器产生的谐振电流峰值部分流入第二开关器件之后使第二开关器件截一段预定的时间。
根据本发明的第二十三方面，在第十五至十九方面之一的电源装置中，控制单元在输入和输出电流中至少一个电流流入整流装置一段预定时间之后使第二开关器件截止。
在本发明的第二十一至二十三方面中，可以通过检测时间或电流的积分值来检测“一段预定的时间”。另外，可以根据交流电压、整流器的输出电压、输出电路的输出电压等来改变该预定时间。
根据本发明的第二十四方面，在第十五至十九方面之一的电源装置中，控制单元根据对应于第一电容器两端的电压控制第二开关器件的导通周期。
在这种情况下，“根据对应于第一电容器两端的电压”意味着不仅可以直接根据第一电容器两端的电压也可以间接根据第一电容器两端的电压进行控制，如根据第一和第二电容器两端的电压。
根据本发明的第二十五方面，在第十五至第十九方面之一的电源装置中，控制单元根据交流电压值控制第二开关器件的导通周期。
根据本发明的第二十六方面，在第十五至第十九方面之一的电源装置中，控制单元根据输出电路的输出控制第二开关器件的导通周期。
在本发明中，“输出电路的输出”意味着输出功率、电压或电流。另外，如果把放电灯作为负载连接，则可以用该放电灯的功率、灯电压或灯电流。
本发明的第二十七方面，第十五至二十六方面之一的电源装置进一步包含作为负载的放电灯。
根据本发明的第二十八方面，第二十七方面的电源装置设置成一放电灯点亮装置，其中，放电灯作为负载安装在照明灯具上。
根据本发明的第二十九方面，提供一种电源装置，它包含与整流装置的输出侧串联连接的第一和第二开关元件、由容量较大的平滑电容装置和与一负载相连的电感装置组成的电路，该电路与第一和第二开关元件之一串联，以及容量小于平滑电容装置、与电感装置一起形成谐振系统的谐振电容装置。
在根据第一或第二方面的电源装置中，由第一电容器对整流装置的未经平滑的直流电压进行平滑。另外，利用由第二电容器和电感器形成的谐振电路产生的谐振电压的作用，把第一电容器的电压设置得低于开关器件对转换期整流装置整流得到的未经平滑的电压。有了这一操作，即使在交流电源的电压峰值(经整流的未经平滑的直流电压)为低期间也能确保有输入电流，从而改善输入功率因数，减小输入电流失真，减少输入电流的谐波。
另外，在根据第三方面的电源装置中，第一和第二开关器件以基本上恒定的频率导通/截止，并且可以改变这些开关器件的导通周期率。通过改变导通周期，可以改变谐振幅度，从而可以改变输出电压。而且，由于开关频率基本上恒定，所以与开关频率升高的装置相比，其开关损耗的上升能够被抑制。
另外，在根据第四方面的电源装置中，可以改变第一和第二开关器件的导通周期率。当交流电源每半个周期的电压输出的峰值较大时，缩短另一开关器件的导通周期，反之亦然。如在第四方面中的一样，改变导通率可以调节输出电压。而且根据交流电源每半个周期的电压输出的峰值，用改变一个开关器件的导通周期的办法，可以获得足够平滑的输出电压。
在根据第五和第六方面的电源装置中，改变开关频率可以改变另一开关器件的绝对导通周期，并如上述的一样可以改变输出。
在根据第七方面的电源装置中，由于把第二电容器并联连接到另一开关器件和电感器上，所以可以用简单的结构实现上述目的。
在根据第八方面的电源装置中，由于把第二电容器连接到整流装置的输出端之间，因此与根据第七方面的装置一样，可以用简单的结构来实现上述目的。
在根据第九方面的电源装置中，由于把第二电容器连接在整流装置和开关器件对之间，所以与根据第八方面的装置相似，可能用简单的结构来实现上述目的。
在根据第十方面的电源装置中，输出电路包括阻抗随频率升高而减小的阻抗电路。因此，即使提高了振荡频率，实现降低失真的线路的阻抗仍能保持较小，可以得到足够的谐振电流。
在根据第十一方面的电源装置中，由于驱动变压器在负载去除时使第一和第二开关器件停止振荡，所以可以防止施加于第一和第二开关器件上电压的增加。
在根据第十二方面的作为放电灯点亮装置的电源装置中，由于把放电灯用作负载，所以可以减小输出的波动，改善发光效率，从而降低光波动。
在根据第十三方面的用作放电灯点亮装置的电源装置中，由于在预定的放电灯启动操作期间的另一个开关器件的导通周期设置得小于在灯亮期间的导通周期，所以在对灯丝进行了充分的预热之后启动放电灯。因此，可以防止放电灯使用寿命的缩短。
在根据第十四方面的用作照明装置的电源装置中，由于把放电灯点亮装置安装在灯具上，改善了发光效率，减小了灯电流的波动，从而降低光波动。
在根据第十五和第十六的电源装置中，整流装置的输出对第一电容器充电，并保持经平滑的直流电压，其值小于未经平滑的直流电压的峰值。另外，由第二电容器和电感器形成的谐振电路根据第一和第二开关器件的转换产生谐振电压。该谐振电压形成这样一个周期，在该周期内，从整流装置看的负载电压基本上在未经平滑的直流电压的整个周期上均低于未经平滑的直流电压。对于这种操作方式来说，即使在未经平滑的直流电压的峰值较低时也能保证从交流电源得到输入电流(一充电电流在第一电容器内流动)，从而改善输入功率因数，降低输入电流失真，减少输入电流中的谐波。另外，根据第一电容器释放的并在第一开关器件中流动的放电电流值控制第一开关器件的导通周期来控制谐振电压。例如，控制决定谐振电压幅度的第一开关器件的导通周期，使在第一开关器件内流动的电流的峰值成为预定值。对于这种操作方式来说，如参照图23A和23B所描述的，可以把谐振电压值控制在一常数上。因此，可以控制加到开关器件对上的电压值，防止击穿开关器件，因而能使用击穿电压低的开关器件。
而且，通过改变确定导通周期的预定值，可以任意改变输出电压值，使改变的电压值为常数。
在根据第十七方面的电源装置中，由于可以控制第一开关器件的导通周期使第一开关器件内流动的电流的峰值成为一预定值，所以可以得到如第十五和十六方面的电源装置相同的效果。
在根据第十八方面的电源装置中，控制第一开关器件的导通周期使放电电流的积分值成为一预定值。对于这种操作方式来说，可以获得基本上与第十七方面的电源装置相同的效果。
在根据第十九方面的电源装置中，控制第一开关器件的导通周期，使第二开关器件内流动的谐振电流的初始值成为一预定值。因此，在这种情况下同样能使流入谐振电路的确定谐振电压的电流恒定，以把谐振电压值控制在一常数上。在本发明中，是根据以前流过第一开关器件的放电电流值来控制的，因此，控制有一延迟。然而，如果将这一延迟编短呈例如一个高频波周期，则不会产生实际问题。
在根据第二十方面的电源装置中，根据第一和第二开关器件上的电压值来改变流过第一开关器件的决定第一开关器件导通周期的电流值。例如，改变检测到的电压或者与该检测到的电流比较的参考信号。对于这种工作方式来说，可以使第一和第二开关器件上的电压恒定。
在根据第二十一方面的电源装置中，由于第二开关器件在一电流流入其内一段预定时间之后就截止，所以可以保证有一充电电流从整流装置流到第一电容器。因此，可以降低输入电流失真。
在根据第二十二方面的电源装置中，由于在谐振电流的峰值部分流过之后使第二开关器件截止一段预定时间，所以在峰值部分流过之后有一充电电流从整流装置可靠地流入第一电容器一段预定时间。因此，可以获得与第二十一方面的电源装置相同的效果。
在根据第二十三方面的电源装置中，由于输入/输出电流流入整流装置一段预定的时间，所以可以获得与第二十一和二十二方面的电源装置相同的效果。
在根据第二十四方面的电源装置中，除了在第十五至十九方面中的工作方式外，还根据对应于第一电容器上的电压的电压值控制第二开关器件的导通周期，来控制第一电容器的充电量。因此，可以使第一电容器上的电压恒定。对于这种工作方式来说，即使电源电压变化，也可以使第一电容器上的电压恒定，并使加到负载上的电压也恒定。
在根据第二十五方面的电源装置中，由于根据交流电源电压控制第二开关器件的导通周期，所以通过控制第一电容器的充电量可以使第一电容器上的电压恒定。对于这种工作方式来说，即使电源电压变化，也能使第一电容器上的电压恒定，并使加到负载上的电压也恒定。
在根据第二十六方面的电源装置中，通过根据输出电路的输出控制第二开关器件的导通周期来控制第一电容器的充电量，从而使第一电容器上的电压恒定。对于这种工作方式来说，即使负载变化，也可以使第一电容器上的电压恒定，并可以使加到负载上的电压也恒定。
在根据第二十七方面的用作放电灯点亮装置的电源装置中，把放电灯用作负载。因此，除了电源装置的效果之外，还减小了输出波动，改善了发光效果，减小了光波动。
在根据第二十八方面的用作照明装置的电源装置中，由于把放电灯装置布置在装置体中，所以改善了发光效率，减小了光波动。
在根据第二十九方面的电源装置中，由谐振电容装置和电感装置构成的谐振系统产生的高频电压成为由整流装置整流的交流电压。对于这种工作方式来说，整流输出电压等于输入电压，以保证即使在交流电压较低的周期也有输入电压，从而降低输入电流的失真，减少谐振分量。
本发明的另外的目的和优点将在下面的描述中提出，一部分将随着说明而变得到明显，或者可以通过实践本发明而得知。本发明的目的与优点可通过媒介手段和综合的方法，特别是按权利要求书所提出的，去了解和获取。
附图与说明书相结合，并构成说明书的一部分，它示出本发明的较佳实施例，与上面给出的一般描述以及下面给出的对较佳实施例的详细描述一起，用于解释放本发明的原理。
图1是本发明第1实施例的电路图；图2是本发明应用于照明装置的透视图3A至3C是说明图1所示实施例效果的在各部件上的电流的电压的波形时序图；图4是本发明第2实施例的电路图；图5是图4中的开关器件导通周期的曲线图；图6A至6E是示出图4所示实施例的操作的等效电路图；图7是在把第二开关器件的导通周期设置得较短的情况下，说明图4所示的实施例的效果的电压和电流在各分量上的波形时序图；图8是在把第二开关器件的导通周期设置得较长的情况下，说明图4所示的实施例的效果的电压和电流在各分量上的波形时序图；图9是在把第二开关器件的导通周期设置得更长的情况下，说明图4所示的实施例的效果的电压和电流在各分量上的波形时序图；图10是本发明第3实施例的电路图；图11是本发明第4实施例的电路图；图12是解释图11实施例效果的曲线图；图13是本发明第5实施例的电路图；图14是解释本发明第6实施例的时序图；图15是本发明第7实施例的电路图；图16是本发明第8实施例的电路图；图17是本发明第9实施例的电路图；图18是本发明第10实施例的电路图；图19是本发明第11实施例的电路图；图20是本发明第12实施例的电路图；图21A至21E是说明图20所示的实施例的操作的等级电路图22A和22B是说明图20所示实施例的时序图；图23A和23B是说明图20所示实施例的时序图；图24A至24C是说明图20所示实施例的时序图；图25A至25C是说明图25所示实施例的时序图；图26是本发明第13实施例的电路图；图27是本发明第14实施例的电路图；图28是示意性说明把本发明应用于照明装置的透视图；图29是本发明第15实施例的电路图；图30A至30C是在图29中的第二开关器件的导通周期较短的情况下，表明第二电容器上的电压和各开关器件内的电流的波形的时序图；图31A至31C是在图29中的第二开关器件的导通周期较大的情况下，表明第二电容器上的电压和各开关器件内的电流的波形的时序图；图32是示出图29中的整流装置输出端之间的电压的时序图；图33是示出图29中负载电流的时序图；图34是本发明第16实施例的电路图；图35是本发明第17实施例的电路图；图36是在整流装置的输出端之间的电压变得较高的情况下，在第二开关器件内的电流波形时序图；图37是在整流装置的输出端之间的电压变得较低的情况下，在第二开关器件内的电流波形时序图；图38A至38E是示出试验结果的曲线图，特别是各输出端随电源电压变化而变化的曲线图；图39是本发明第18实施例的电路图；图40是本发明第19实施例的电路图；图41是本发明第20实施例的电路图42是本发明第21实施例的电路图；图43是本发明第22实施例的电路图；图44是本发明第23实施例的电路图；图45是图44中的第二开关器件内的电流波形时序图；图46是本发明第24实施例的电路图；图47A至47C是图46中的第一和第二开关器件内的电流波形时序图；图48是说明把本发明的经改进的电源装置应用于照明装置的透视图；图49是应用于直流负载电路的电源装置的主要部分结构的电路图；图50是现有技术1的电路图；图51是现有技术2的电路图。
在第1实施例中，本发明的电源装置应用于放电灯点亮装置，下面参照图1至图3描述第1实施例和照明装置。
如图2所示，把灯座12固定到灯具11的两端，灯具11的下表面上形成反射面。负载即作为放电灯的荧光灯FL安装在灯座12之间。在灯具11内设置如图1所示的放电灯点亮电路16。
把由线圈L1和电容器C1构成的滤波电路21连接到放电灯点亮电路16的工业交流电源E上。把诸如二极管电桥等作为高速开关整流装置的全波整器22连接到滤波电路21上。第一和第二开关元件Q1和Q2构成半桥型逆变电路23，并串联连接到全波整流器22的输出端之间。回流二极管D1和D2并联连接到第一和第二开关元件Q1和Q2上。
作为电感装置的漏磁型隔离变压器Tr1的初级绕组Tr1a和容量较大的用作平滑电容装置的平滑电容器C2的串联电路与第一开关元件Q1并联连接，形成电路24。注意，平滑电容器C2对工业交流电源E的电源频率起平滑作用。
荧光灯FL的灯丝FL1和FL2连接到隔离变压器Tr1的次级绕组Tr1b上。对灯丝进行预加热的电容器C3连接在灯丝FL1和FL2之间。
容量较小的用作谐振电容装置的谐振电容器C4通过隔离变压器Tr1的初级绕组Tr1a连接到第二开关元件Q2。注意，谐振电容器C4的容量比平滑电容器C2小得多，它与隔离变压器Tr1的电感一起用以产生一振荡波形，其频率为第一和第二开关元件Q1和Q2的开关频率。
下面描述图1实施例的工作情况。
首先，由滤波电路21除去工业交流电源E的电压中的噪声。然后，在全波整流器22中对该电压进行全波整流。第一和第二开关元件Q1和Q2以高于交流电源的频率的高频交替开关，以在隔离变压器Tr1的次级绕组Tr1b上感应出高频交流电压，从而高频点亮荧光灯FL。另外，谐振电容器C4和隔离变压器Tr1的初级绕组产生谐振，在对应于全波整流器22整流的交流电压为低电平时，提供功率因数改善的电流，从而降低失真。
更具体说，当第一开关元件Q1导通时，电流流过平滑电容器C2、第一开关元件Q1、隔离变压器Tr1的初级绕组Tr1a和平滑电容器C2形成的闭合电路。因此，对隔离变压器Tr1的初级绕组Tr1a充电。
接着，当第一开关元件Q1截止时，隔离变压器Tr1的初级绕组Tr1a上的电荷通过谐振电容器C4、二极管D2和隔离变压器Tr1的初级绕组Tr1a形成的闭合电路释放。此时，谐振电容器C4的电压由于谐振电容器C4和隔离变压器Tr1的初级绕组Tr1a的谐振作用而升高。
当第二开关元件Q2导通时，电流在谐振电容器C4、隔离变压器Tr1的初级绕组Tr1a。第二开关元件Q2和谐振电容器C4形成的闭合电路内流动。因此，对隔离变压器Tr1的初级绕组Tr1a充电。此时谐振电容器C4上的电压下降。
当谐振电容器C4上的电压下降，并且谐振电容器C4和平滑电容器C2上的电压变为与输入电压相等时，电流电流全波整流器22。因此，改善了全波整流器22、平滑电容器C2、隔离变压器Tr1的初级绕组Tr1a、第二开关元件Q2和全波整流器22形成有闭合电路内流动的电流的功率因数，从而减少了失真。
当第二开关元件Q2截止时，存储在隔离变压器Tr1的初级绕组Tr1a内的能量通过二极管D1、平滑电容器C2和隔离变压器Tr1的初级绕组Tr1a形成的闭合电路释放。因此，向平滑电容器C2充入了能量。
在用如图1所示的实施例进行实施时，可以获得如图3A至3B所示的电流和电压。图3A示出了输入电流Iin；图3B示出了全波整流器22的输出电压V22；图3C示出了荧光灯FL的电压。即，可以减小输出纹波。
另外，通过隔离变压器Tr1的初级绕组Tr1a和第二开关元件Q2，在电源接通操作时可减小流至平滑电容器C2的启动电流。
而且，即使平滑电容C2和谐振电容器C4的连接彼此交换，也可以获得如上所述的效果。
下面参照附图描述本发明的另一个实施例。
现参见图4至图9描述本发明的第2实施例。参见图4，如，把由扼流圈2和电容器3构成的滤波电路连接到工业交流电源1上。由如二极管电桥等构成的作为整装置4的全波整流器连接到该滤波电路上。整流装置4(二极管电桥)由如高速开关二极管构成。第一和第二开关器件5和6串联连接到整流装置4的一对输出端之间。在该实施例中，这些开关器件5和6由场效应晶体管构成，把寄生二极管用作通过反向电流的二极管。
把作为电感器7的漏磁型隔离变压器的初级绕组7-1和容量较大的，用作第一电容器8的平滑电容器的串联电路连接到一个开关器件上，如在本实施例中连接到第一开关器件5上。注意，第一电容器8对工业交流电源1的电源频率起到平滑效果。
在该实施例中，在电感器7的两端上形成输出电路。即，把电感器7的次级绕组7-2用作输出电路。用一放电灯做为负载，例如将一荧光灯9连接到第二绕组7-2上。用于对灯丝进行预加热的电容器10连接在荧光灯9的灯丝之间。在该实施例中，还把电感器7的漏感用作对荧光灯9的限流电感。
在本实施例中，容量较小的用作第二电容器11的谐振电容器通过电感器7的初级组7-1并联连接到另一开关器件，即第二开关器件6上。注意第二电容器11的容量比第一电容器8小得多，用于与电感器7的电感一起产生一振荡波形，其频率为第一和第二开关器件5和6的开关频率。
而且，在该实施例中，开关控制单元12配置成对开关器件5和6的导通/截止操作进行控制。开关控制单元12以基本上恒定的频率使开关器件5和6导通/截止。另外，开关控制单元12可以如图5所示的关系根据交流电源1的输出电压的峰值(整流装置4的输出电压，改变开关器件6的导通周期。更具体地说，当交流电源1的输出电压的峰值(整流装置4的输出电压)较大时，开关控制单元12缩短导通周期，反之亦然。因此，第一开关器件5的导通周期与第二开关器件6相反改变。而且，在该实施例中，还可以根据外部信号改变第二开关器件6的导通周期。更具体地说，开关控制装置12由用于检测输入电压的检测电路12-1和用于根据检测电路12-1检测到的电压改变导通周期的振荡电路12-2构成。对于振荡电路12-2来说，可以使如集成电路作为PWM控制器(如德克萨斯仪器公司生产的TL494)。开关控制单元12还包括外部控制信号输入部分12-3。
下面描述本发明的效果。现简要地描述本装置的整个工作情况。首先，由滤波电路除去工业交流电源1电压的噪声。然后，在整流装置4中对电压进行全波整流。同时，第一和第二开关器件5和6以高于电源频率的频率交替开关，在电感器7的次级绕组7-2上感应出高频交流电压，从而高频点亮荧光灯9。另外，第二电容器11和电感器7产生谐振电压。该谐振电压的效果是即使在整流装置4整流的电压的峰值较小时也能提供功率因数改变的电流，从而降低失真。
下面参照图6A至图9详细描述电路的工作情况。注意图6A至6E仅示意地示出了解释电路操作所需要的主要部分。图6A至6E中同样的参考号与图4中的参考号表示相同的部件。图7至图9示出了各部件的电压和电流波形。参照图7至图9，参考符号V表示电压，I表示电流，各后缀表示图4中相应的部件(然而，图7、8和9中的“VGS5”表示第一开关器件5的栅源电压，“VGS6”表示第二开关器件6的栅源电压)。
首先参照图6A至6E和图7描述交流电源峰值(未平滑的直流电压)较大的周期。在峰值较大的周期中，开关控制单元12根据检测到的电压控制第二开关器件，把导通周期设置得较短。
在时段(a)(图6A和图7中的“(a)”)由于形成了第一电容器8、第一开关器件5和电感器7的闭合回路，所以存储在第一电容器8内的电荷通过该闭合电路释放，电流I5和I8如图7所示流动。
在时段(b)(图6B和图7中的“(b)”)，第一开关器件5截止，第二开关器件6的寄生二极管导通。因此，电感器7和第二电容器11产生串联谐振，谐振电流I6和I11如图7所示流动。对于该运作来说，在第二电容器11和电感器7上出现如图7所示的谐振电压V11和V7。另外，在整流装置4上出现谐振电压V4，它等于第二电容器11和第一电容器8上的电压之和。
在时段(c)(图6c和图7中的“(c)”)，第二开关器件6导通，谐振电流的极性反转。因此，谐振电流I6和I11以与图6B中的流向相反方面流动。由于谐振电路的电阻分量较小，在时段(b)和(c)时的谐振电压V7和V11变得高于经整流波波纹电压。即谐振电压升高。
在时段(d)(图6D和图7中的“(d)”)，谐振电压下降，第二电容器11和第一电容器8上的电压也趋于下降。因此，电流I4、I8和I6如图7所示从整流装置4流过第一电容器8、电感器7和第二开关器件6。
在时段(e)(图6E和图7中的“(e)”)，第二开关器件6截止，第一开关器件5的寄生二极管导通，所以，如图7所示，因存储在电感器7中的能量的原因，使电流I5和I8在第一开关器件5和第一电容器8内流动。此后，回复到时段(a)的状态。
下面参照图8描述交流电源电压的峰值较小时的周期。在该周期，开关控制单元12检测电压，并进行控制，使第二开关器件6的导通周期变得较长。在这种情况下，电路的工作情况基本上与图6A至图6E所示的情况相同。图8示出了各部件上的电压和电流波形。应注意，在图8所示的情况下，谐振电压V4和V11的幅度和峰值均大于图7所示的情况。这是因为导通周期长，时段(b)和(c)相对延长了。还因为在未平滑直流电压的峰值较小的周期中，第二电容器11上的充电电压根据峰值变低，因此在时段(b)流入第二电容器11的电流即起始的谐振电流增大。因此，在未平滑直流电压的峰值变低时，电压可以升得更高，未平滑的直流电压的谷底也可以升高。如上所述，在图4所示的电路中，根据图5所示的关系来控制开关器件5和6的导通周期。由于这一原因，在峰值较小的周期中，第一开关器件5的导通周期较短。对于这种布置，在电流值较小的阶段，断开流入开关器件5的电流。这使得在时段(b)时的初始谐振电流值变小。因此，如上所述，即使因为第二电容器11上充的电压的关系而谐振电压升高，也不会因急剧的升压操作而使谷底电压值过份地增加。
在用图4所示的实施例进行实验时，交流电源1的输入电流Iin的波形如图3A所示。如上所述，这说明在时段(d)期间整流装置4的电流在整流装置4的未经平滑的直流电压整个周期内均流动。因此，应理解，该电流改善了输入功率因数，有助于降低输入电流失真。另外，图3B示出了整流装置4的输出端之间的电压V4的波形，图3C示出了荧光灯9内的电流的波形。即，应理解，可以减小输出纹波。
如果用外部信号控制第二开关器件6的导通周期，则可以改变输出电压。更具体地说，如果把第二开关器件6的导通周期设置得较长，则输出电压变高，反之亦然。因此，与本实施例一样，当把放电灯用作负载时，可以任意地使灯变暗/点亮。图9示出了导通周期进一步缩知时各部件的电压和电流波形。
通过把电感器7与第一电容器8串接，并以高频使第二开关器件6导通/截止，则可以减小在接通电源操作时流入第一电容器8的电流。
即使改变第一和第二电容器8和11的连接位置使它们彼此交换，也可以获得如上所述的效果。在这种情况下，也要把控制导通周期的开关器件反接。
图10是本发明第3实施例的电路图。在本实施例中，把无附加漏感的隔离变压器用作电感器7′，把电感器15与该隔离变压器的初级绕组7′-1串联。图10中相同的参考号表示图4中相同的部件，因此，省略了对它们的说明。注意，开关器件5和6以简化的形式示出。在本实施例中，电感器15用作荧光灯9的限流阻抗。
容易理解，对于如图10所示的布置，可以获得如图4的实施例相同的效果。因而，省略了对这些效果的描述。
图11是本发明第4实施例的电路图。在本实施例中，由线圈16和电容器17构成的阻抗电路与作为图4实施例中的电感器7的隔离变压器的初级绕组7-1并联连接。注意，如图12所示，该阻抗电路的特性阻抗在频率f1时最小。
在本实施例中，与荧光灯9完全点亮时的振荡频率相比，在使荧光灯9变暗/点亮时(在图12的“f1”左侧范围内)逆变电路的振荡频率升高，在减少输出。当振荡频率升高时，第二开关器件6的导通周期缩短。因此，从参照图8和图9的描述中可以理解，输出减小了。
在这种情况下，由于随着频率的升高，阻抗电路的特性阻抗将下降，所以阻抗电路从开路状态改变成与电感器7并联连接。如果把阻抗电路的常数设置成当阻抗电路与电感器7并联时，谐振电路的谐振频率提高，则可以保证有这样一个周期(见图7和图8中的“(b)”)，在该周期内，在谐振之后，有电流从整流装置4中流出。因此，可以消除电流停流时段，在从完全点亮周期到变暗/点亮周期的整个周期内，都能降低失真。
图13是本发明第5实施例的电路图。在本实施例中，由彼此并联连接的双极晶体管5′-1和二极管5′-2构成在图4所示实施例中的第一开关器件，作为第一开关器件5′，由彼此并联连接的双极晶体管6′-1和二极管6′-2构成第二开关器件，作为第二开关器件6′。驱动变压器18的初级绕组8作为电感器7连接在荧光灯9和隔离变压器的次级绕组7-2之间。驱动变压器18的次级绕组18-2连接在第一开关器件5′的双极晶体管5′-1的基极和发射极之间。驱动变压器18的次组绕组18-3连接在第二开关器件6′的双极晶体管6′-1的基极和发射极之间。对于这种布置来说，基极电流被提供给各开关器件5′和6′。
在本实施例中，在取下荧光灯9使电路开路时，在驱动变压器18的初级绕组18-1内无电流流动，所以驱动变压器18的次级绕组18-2和18-3上无输出。因此，开关器件5′和6′内无基极电流流动，作为逆变电路的电路振荡停止。
由于在取下荧光灯9时逆变电路的振荡会停止，所以与甚至在无负载时也进行开关的情况相比较，可以减小加到第一和第二开关元件5′和6′的电压。在无负载状态时，阻抗电路的电阻分量基本上为零。在该状态时谐振电路的峭度较大，谐振电压也较高。因此，如果在无负载状态时，继续一长时期的振荡，则在开关器件5′和6′上将会加上较大的谐振电压，导致开关器件5′和6′的损坏或击穿。
如果第一和第二开关器件5′和6′由场效应晶体管构成，则把各次级绕组的输出提供给相应的栅源通路上。因此，在这种情况下，也可以获得与如上所述相同的效果。
图14是本发明的第6实施例的时序图。在本实施例中，用如图4所示实施例的电路布置。当工业交流电源1(图14中用“(a)”表示的电压较低时，逆变器以预定的频率f0进行振荡，在该频率时，输入电流成为一由图14(b)所指示的预定值。当工业交流电源1的电压较高时，进行FM调制，把频率提高到虚线指示的频率上。对于这种工作方式来说，第二开关器件的导通周期被设置成短于在频率f0的情况下的导通周期，减小了逆变电路的输出电压，从而把荧光灯9设置在变暗状态。
在这种方式中，当整流装置4的输出电压较低时，把频率固定，并事先设定条件，消除在该频率下电流停流时段，从而提供功率因数改善的电流。对于这种工作方式，可以维持高的功率因数，降低失真。
电感器7的电感和第二电容器11的电容之间的谐振效果决定了叠加在交流电压上的高频波纹电流的波形，而不能单独由第一开关器件5控制。即，必须在第二开关器件6的导通周期内有这样一个时段，在该时段内，第一电容器8和第二电容器11的电压低于整流装置4的输入电压。这种操作可以可靠地完成。
还可以把图14所示的控制应用于除图4实施例以外的实施例中。
图15是本发明的第7实施例的电路图。在该实施例中，与图13所示的实施例相似，主要由双极晶体管构成图4所示实施例中的第一和第二开关器件作为第一和第二开关器件5′和6′，容量较大的第三电容器19和作为阻抗元件的线圈20的串联电路与容量较小的第四电容器21彼此并联后取代第一电容器8。
第三电容器19需要较大的容量来存储能量，进行平滑操作。因此，用电解电容器作为第三电容器19。但，如果在该电解电容器中流过有较大波纹的电流，则会缩短电容器的使用寿命。因此，在本实施例中，把用作阻抗元件的线圈20用来阻止高频电流通过电容器21流入电容器19。
因此，在本实施例中，由第三电容器19和线圈20的串联电路对低频分量进行平滑，而把高频波纹电流提供给第四电容器21，以减少流入第三电容器19的高频波纹电流。
主要由第四电容器21向逆变器电路提供电源。当第四电容器21上的电压下降时，由第三电容器19向第四电容器21充电。
图16是本发明第8实施例的电路图。在该实施例中，图4实施例中的第二电容器得到改进。更具体地说，由电容器22和23以及作为电容器改变装置的开关元件24组成的串联电路来构成第二电容器。
在对荧光灯9进行预加热并启动时，使开关元件24导通，电容器23并联到电容器22上，以增加合成后的电容量。对于这种操作来说，在预加热/启动周期时，降低了谐振频率，以防止过电压，抑制输入电流失真。
图17是本发明第9实施例的电路图。在该实施例中，用连接一二极管25和用作电容器改变装置的场效应晶体管26来代替图16所示实施例中的开关元件24。
在这种情况下，当场效应晶体管26截止时，不能对电容器23充电。当场效应晶体管26导通时，可以对电容器23充电。请注意，电容器23总是能通过二极管25放电的。在这种方法中，在仅使用电容器22时，容量减小，当用电容器22和23的并联电路时，容易增加，因而改变了电容量。
图17所示的实施例以与图16所示的实施例相同的方式工作，并能获得相同的效果。
图18是本发明第10实施例的电路图。在该实施例中，图17实施例中的谐振电容器22和电容器23串联连接。
在这种情况下，当场效应晶体管26截止时，不能向电容器23充电。当场效应管26导通时，能向电容器23充电。注意，电容器23总是能通过二极管25放电的。在这种方式中，当仅使用电容器22时，容量减小，当使用谐振电容器22和电容器23的并联电路时，容量增大，因而能实质上改变容量。
本实施例能以图16和图18所示的实施例一样的方式工作，并能获得与其相同的效果。
图19是本发明的第11实施例的电路图。本实施例包括短路检测电路27b，用于根据在图4所示实施例中的检测第一电容器8的电压的电压检测电路27a的输出检测短路现象，以及驱动电路28，用于根据短路检测电路27b的工作情况控制第一和第二开关器件5和6的振荡。
当第一电容器8的电压上升到一预定值或更高时，短路检测电路27b确定此为荧光灯9被取下，通过驱动电路28使第一和第二开关器件5和6停止振荡，从而停止逆变器电路的振荡。
在这种方式中，当荧光灯9被取下时通过使逆变电路停止振荡，防止了把过电压加到第一和第二开关器件5和6上。
电压检测电路27a还可以检测荧光灯9内的灯电流。当灯电流到达预定值或更高时，例如电感器7的初级绕组7-1内的电流到一预定值或更小时，电压检测电路27a可以确定荧光灯9是被取下。
另外，短路检测电路27b也可以检测荧光灯9的灯电压。当灯电压到达一预定值，或者更高时，短路检测电路27b可以确定荧光灯9是被取下了。
图20是本发明第12实施例的电路图。在本实施例中，第二电容器11′连接在图4的实施例中的整流装置4的输出端之间。
下面将参照图21A至21E来描述本实施例的效果。图21A至21E对应于图6A至6E和图7。在时段(a)(图21A)，电流从第一电容器8流向开关器件5′和电感器7的初级绕组7-1。
在时段(b)(图21B)，电感器7的初级绕组7-1、第一电容器8、第二电容器11′、寄生二极管6′-2和电感器7的初级绕组7-1形成闭合电路。在该时段，电感器7和第二电感器11′产生串联谐振。由于把第一电容器8的容量设置成极大地大于第二电容器11′的容量，所以在这种情况下，谐振条件主要由电感器7的电感和第二电容器11′的容量决定。
在时段(c)(图21C)，当开关器件器6′导通，并且谐振电流的极性反过来时，谐振电流以与时段(b)相反的方向流动。
在时段(d)，因在时段(c)的谐振的原因，当第二电容器11′上的电压逐渐下降到低于整流装置4的输出电压时，有电流从整流装置4流向第一电容器8、电感器7的初级绕组7-1和第二开关器件6′形成的电路，向第一电容器8充电。此时，如上所述，由于第一电容器8的容量极大地大于第二电容器11′的容量，由于两电容器阻抗关系的原因，几乎没有电流流入第二电容器11′。
在时段(e)(图21D)，因电感器7上存储有能量，所以有电流流入寄生二极管5′-2和第一电容器8。此后，回到时段(a)的状态。
如上所述，第12实施例以与图4实施例相同的方式工作，能降低失真，并能获得相同的效果。
根据实验，如图22B所示，与图22A所示的输入电压Vin相比，输入电流Iin的失真减小了，与图23A的输入电压Vin相比，图23B所示的灯电流IL的波动也小了。
另外，第二开关器件6′的漏源电压VDS和漏电流ID的波形与图24A所示的相同。在整流装置4的输出电压高的时段(b)中，电压VDS和电流ID的波形与图24B所示的相同。在整流装置4的输出电压低的时段(c)中，电压VDS和电流ID的波形与图24C所示的相同。
另外，整流装置4的输出电压V4和输出电流I4的波形如图25A所示。在工业交流电源1的电压较低的时段(b)，电压V4和电流I4的波形如图25B所示。在整流装置(c)的输出电压较高的时段(c)时，电压V4和电流I4的波形如图25C所示。
图26是本发明第13实施例的电路图。在本实施例中，把第一电容器8′连接到图20实施例的第二开关器件6′侧。
当第一开关器件5′导通时，有电流流过整流装置4、第一开关器件5′、电感器7的初级绕组7-1、第一电容器8′和整流装置4形成的闭合电路，因此，向第一电容器8′充电。此时有一功率因数改善的电流流通。
当第一开关器件5′截止时，有电流流过第一电容器8′、二极管6′-2、电感器7的初级绕组7-1和第一电容器8′形成的闭合电路。
当第二开关器件6′导通时，有电流流过第一电容器8′、电感器7的初级绕组7-1、第二开关器件6′和第一电容器8′形成的闭合电路。
当第二开关器件6′截止时，有再生电流流过电感器7的初级绕组7-1、二极管6′-2、第二电容器11′、第一电容器8′和电感器7的初级绕组7-1形成的闭合电路。因此，第二电容器11′上的电压升高。当第一开关器件5′导通时，第二电容器11′上的电压下降到等于整流装置4的输出电压。
如上所述，第13实施例以与图20的实施例相同的方式工作，并能降低失真，获得相同的效果。
图27是本发明第14实施例的电路图。本实施例与图26所示的实施例相似。但在本实施例中，把一电容器11_作为在整流装置4的输出端和一对开关器件5和6之间的第二电容器11′的一部分或者全部。与电容器11_并联连接一个方向与整流装置4的输出极性相同的二极管27。在本实施例中，当谐振作用基本上由电容器11_形成时，第二电容器11用于通过高频波。另外，可以用电容器11_和11′的组合来进行预定的谐振动作。而且，这些电容器可以与并联连接到开关器件中任何一个的第二电容器组合，由三个电容器进行预定的谐振动作。
在该实施例中，可以在整流装置4的正负输出端和开关器件对5和6之间设置两个或更多个电容器11_。
图28示出了本发明应用于照明装置的情形。参见图28，参考号261表示照明灯具，它被直接安装到天花板上。由根据第2至14实施例的电源装置构成的放电灯点亮装置被设置在灯具261内。注意，放电灯点亮装置并不必须设置在灯具261内，也可以设置在灯具261外侧。另外，虽然本实施例中的照明装置属于直接安装在天花板上的那类，但也可以采用另一种类型的装置。
本发明并不限于上述实施例。如，对于整流装置4，可以用低速整流装置代替高速整流装置，可以把高速二极管连接到该低速整流装置的输出侧。另外，上述实施例也可以彼此适当地组合。如，可以进行改变各开关器导通/截止频率的运作和改变导通周期率的运作。
下面描述对第1至14实施例电源装置作进一步改进的第15至24实施例。
下面描述考虑上述观点对基本例子进行改进得到的几个实施例。
现参照图29描述本发明的第15实施例。参考号101表示工业交流电源。由共模扼流线圈102、扼流线圈103、电容器104等类似元件构成的滤波电路105连接到该交流电源101上。作为全波整流器的整流装置106连接到滤波电路105上。该整流装置由如具有高速开关特性的二极管构成。另外，第一和第二开关器件107和108串联连接在整流装置106的输出端之间。
作为电感器109的漏磁型隔离变压器的初级绕组109-1和容量较大的用作第一电容器110的平滑电容器的串联电路并联连接到第一开关器件107上。第一电容器110对整流装置106的输出频率呈平滑作用。
在本实施例中，在电感器109两端形成输出电路。即，把电感器109的次级绕组109-2用作输出电路。用一放电灯111作为负载，例如将一荧光灯连接到次级绕组109-2上。对灯丝进行预加热的电容器112连接在放电灯111的灯丝之间。在本实施例中，还把电感器109的漏感用作放电灯111的限流阻抗。
容量较小的用作第二电容器113的谐振电容器通过电感器109的初级绕组109-1并联连接到第二开关器件108上。第二电容器113的容量远比第一电容器110的容量小。第二电容器113与电感器109的电感以开关器件107和108的开关频率谐振。
参考号114表示控制开关器件107和108导通/截止操作的控制单元。控制单元114使开关器件对107和108以基本上恒定的频率交替导通/截止，并控制开关器件107的导通周期，使开关器件107内流动的电流峰值为预定值。在本实施例中，控制单元包括用于检测开关器件107内电流的检测装置114-1、在图31A所示的时段(a)对检测装置114-1的输出进行整流以输出电流的装置114-2、用于把整流装置114-2的输出与参考信号源114-3的值进行比较的比较器114-4以及根据比较器114-4的输出向开关器件107输出截止信号的振荡装置114-5。在本实施例中，振荡装置114-5包括振荡器114-6、接收振荡器114-4和比较器114-4的输出的触发器114-7、分别接收触发器114-7的Q和Q输出的缓冲器对114-8a和114-8b，以及插在高压侧上的开关器件107和缓冲器114-8a之间的诸如变压器或光耦合器的隔离装置114-9。
在本实施例中，可以根据外部控制信号改变振荡装置114-5的输出频率或导通周期。在这种情况下，例如，可以改变振荡器114-6的输出频率。注意，振荡装置114-5可以由作为主要部件的集成电路构成。振荡装置114-5并不限于本实施例中的一种，还可以作各种变化。
下面参照图30A至33描述本实施例的效果。在图30A至图31C中，图30A和31A示出了第二电容器113上的电压；图30B和图31B示出了第一开关器件107内的电流；图30C和31C示出了第二开关器件108内的电流。图30A至30C对应于未平滑直流电压相对较高的时段。图31A至31C对应于该电压较低的时段。参见图30A至31C，时间轴t对应于开关频率扩展。图38和39分别示出了整流装置106的输出端之间的电压和放电灯111内的灯电流。参见图38和39，时间轴t对应于交流源101的频率。
本实施例的基本操作情况与图5所示的第二实施例相同。在本实施例中，当第一电容器110通过开关器件107释放的电流的峰值达到预定值时，即达到参考信号源114-3的值(图30B和31B内的电平A)时，振荡装置使开关器件107截止。对于这种操作来说，电感器109、第二电容器113和第二开关器件108的寄生二极管形成的闭合电路产生谐振，当第二开关器件108导通时，谐振电流反向。在这种情况下，由于在谐振发生之前流过开关器件107的电流的峰值被控制在预定值上，所以谐振电压的峰值也为常数。由于第一电容器110上的电压恒定，所以如图32所示，如果电源电压发不发生变化和类似情况，则整流装置106的电压也保持恒定。因此，由于加到开关器件107和108上的电压恒定，所以开关器件107和108不会由于过载而被击穿。另外，如图33所示，灯电流几乎不含有低频(整流装置的输入频率)纹波。注意在这种情况下，与如图3所示的情况一样，输入电流波形属于正弦波。
在整流装置106的输出电压(未平滑的直流电压)的峰值较小的周期中(图31A至31C)，第一开关器件107的导通时间短于在该峰较大周期中的导通时间，因此第二开关器件108的导通周期相应地延长。
图34是本发明第16实施例的电路图。图34中与图29相同的参考号表示相同的部件，对这些参考号的描述就省略了(同样适用于下列实施例)。本实施例与图29实施例的不同之处在于控制单元161。控制单元161包括检测第二开关器件108内电流的电流检测装置161-1和根据电流检测装置161-1的检测信号输出谐振电流起始值的整流装置161-2。如图6B所示，整流装置161-2进行整流输出在时段(b)时流动的电流。控制单元161还包括一延时装置161-3，它保持整流装置161-2的输出并在保持运行之后的一个或几个周期中，在第一开关器件107定时接通期间，执行输出操作。控制单元161进一步包括一把延时装置161-3的输出与参考信号161-4的值比较的比较装置161-5和根据比较装置161-5的输出使第一开关器件107截止的振荡装置161-6。振荡装置161-6可以是如图29所示的一种。
在本实施例中，检测第一开关器件107内流过的放电电流的峰值，把它作为流过第二开关器件108的谐振电路的初始值。如图6A至6E所示，这些值相等。因此，如图所显示的，根据图29所示的实施例中的控制操作，使对流过第二开关器件108的放电电流的峰值的控制延迟一个或几个周期，但同样能获得与图29所示实施例相同的效果。
图35是本发明第17实施例的电路图。本实施例与图29所示实施例的控制单元171也是不同的。更具体地说，除了图29的控制单元114包括的部件之外，控制单元171还包括用于检测整流装置106的输出端之间的电压即第一和第二电容器110和113之间电压的电压检测装置117-1、用于取出电压检测装置171-1的检测信号并通过如集成电路等将该信号延迟一段时间的装置171-2，以及用于把装置171-2的输出与参考信号源171-3的值比较的比较器171-4。装置171-2可以适应频率几乎等于整流装置106输出频率的低频电压的变化。振荡装置114-5根据比较器171-4的信号，在输出电压增加时缩短第二开关器件10的导通周期，而在输出电压减小时延长第二开关器件108的导通周期。因此，在本实施例中，可以改变第一和第二开关器件107和108的开关频率。
下面参照图36和37描述本实施例的效果。
图36和37示出第二开关器件108内的电流。图36示出了在整流装置106的输出端之间的电压较高的情况下的电流。图37示出了该电压较低的情况下的电流。控制单元171利用电压检测装置171-1的作用，并在整流装置106的输出端之间的电压即第一和第二电容器110和113两端之间的电压开始有低频电压增加时，缩短第二开关器件108的导通周期。因此，缩短了第一电容器110的充电周期，使充电量减少。为此，第一和第二电容器110和113之间的电压中的低频电压降低。与此相反，当整流装置106的输出端之间的电压即第一和第二电容器110和113之间的电压中的低频电压降低时，使第二开关器件108的导通周期延长。因此，延长了对第一电容器110的充电周期，使充电量增加。
因而，当整流装置106输出端之间的电压即第一和第二电容器110和113之间的电压由于交流电源110的电压的变化、负载的变化以及类似变化而开始改变时，控制单元171以上述方式工作，把电压控制在一恒定值上。
图38A至38E示出了本实施例的试验结果。图38A示出了第一电容器110上的电压；图38B示出了整流装置106两端的电压；图3C示出了输入电流的失真系数；图38D示出了灯功率；图38E示出第二开关器件108的导通周期。横坐标表示交流电源的电压(V)。
下面是试验条件交流电源101200V(有效值)，50Hz放电灯11140W荧光灯×2(Toshiba灯具公司生产的FLR40SW/M/36)第一和第二开关器件107和108的开关频率约35KHz第一电容器110220μF第二电容器11316.6μF如图38A至38E中可以看出，即使相对于额定电压200V第一电容器110上的电压增加/减小，第一开关器件107内的电流的峰值总是被设置在一预定值上，并根据整流装置106两端的电压控制第二开关器件108的导通周期(图38E)。对于这种操作来说，可以把整流装置106两端的电压(图38B)保持在基本恒定的电压560V上。因此也可以把灯功率(图38D)保持在基本恒定的功率60W上。另外，可以把输入电流的失真系数(图38C)保持在约为6.5％的一个基本不变的值上。从图38A和38E所示的交流电源101的电压上升到高于额定电压时的关系中可以理解，第二开关器件108的导通周期缩短了，以降低第一电容器110的电压。
图39是本发明第18实施例的电路图。在本实施例中，除了图29所示实施例的操作之外，还根据整流装置106输出端之间的电压改变决定第一开关器件107导通周期的预定值。更具体地说，控制单元411包括用于检测整流装置106的输出端之间的电压的电压检测装置411-2以及对电压检测装置411-1的检测信号进行整流，并输出具有预定时间常数的合成信号的输出装置411-1。根据输出装置411-1的输出改变整流装置114-2的输出。更具体地说，当电压检测装置411-1的检测信号开始升高时，就改变整流装置114-2的输出。因此，在这种情况下，第一开关器件107的导通周期就变得相当短，谐振电压变化。另外，当电压检测装置411-1的检测信号开始升高时，进行相反的操作。对于这种操作来说，可以使整流装置106的输出端的电压恒定。
图40是本发明第19实施例的电路图。在本实施例中，把双极晶体管和二极管的并联电路用作第一和第二开关器件107′和108′。另外，把饱和电流互感器422用作检测第一开关器件107′内的电流的峰值的装置。即把饱和电流互感器422的输入绕组422-1串联连接到电感器109的输入绕组109-1上。其输出绕组422-2和422-3分别设置在开关器件107′和108′的基极和发射极之间。虽然由如电容器和二极管构成的用于调节阻抗的并联电路在图中没有示出，但如果需要的话，可以把它们分别串接到输出绕组422-2和422-3上，可以把放电电路并联连接到该电容器上。
在本实施例中，用于检测整流装置106上的电压即第一和第二电容器110和113的相加电压的电压检测装置423由整流器423-1、平滑电容器423-2以及分压电路423-3构成。该实施例进一步包括接收分压电路423-3的输出和参考源424的值的误差放大器425、根据误差放大器425的输出输出信号的分压电压器426以及晶体管427。由分压电路426的输出控制晶体管427的基极电流，改变其导电率。在这种方式中，晶体管427以与可变电阻器相同的方式工作，以控制开关器件108′的导通周期。
在本实施例中，当开关器件107′内流动的电流值到达一预定值时，电流互感器422饱和。由于开关器件107′内流动的电流基本上随第一电容器110上的电压和电感器109的阻抗性增大，所以可以事先把饱和电流互感器422饱和的时间设置成与开关器件107′内流动的电流的峰值到达预定值的时间相重合。当电流互感器422饱和时，开关器件107′截止，而开关器件108′导通。另外，当电流互感器422因开关器件108′内流动的电流而饱和时，开关器件108′截止，而开关器件107′导通。接着，重复这一操作。因此，在整流装置106的未经平滑的直流电压的峰值放大的周期中，第一电容器110和第二开关器件108′内流动的电流值较大。结果，电流互感器较快饱和，因此，把开关器件108′的导通周期设置得较短。与此相反，在整流装置106的未经平滑的直流电压的峰值较小的周期中，把开关器件108′的导通周期设置得较长。对于这种操作来说，根据图30所示的关系来控制第一和第二开关器件107′和108′的导通周期。如果在导通操作时因外部浪涌电压作用而有过电流流动，则电流互感器422快速饱和，使第二开关器件108′截止，从而防止过电流继续流动。
同时，由电压检测装置423检测整流装置106两端的电压值，根据基于预定值的误差信号控制晶体管427的导电率。便具体地说，如当整流装置106两端的电压因电源电压的变化或负载的变化而降低时，减小晶体管427的导电率。当晶体管427的导电率减小时，其电阻值增大，延长了第二开关器件108′的导通周期。对于这种操作来说，也延长了对第一电容器110的充电时间，以提供第一电容器110两端的电压。
因而，在本实施例中，可以使谐振电压恒定，也能使第一和第二电容器110和113两端的电压恒定。因此，可以防止因电源电压变化、负载变化等类似原因而引起第一电容器110两端的电压变化。
在不依据本实施例的例子中，虽然由于平滑效果，第一电容器110的电压对于开关频率也几乎不变，但该电压将随着电源电压变化等类似情况而变化。为此，如果例如电源电压变化并且升高，第一电容器110的电压将在高于预定值的电压恒定不变。如果电源电压降低，电容器112的电压将在低于预定值的电压上恒定不变。当该电压在高电压上恒定不变时，在开关器件上将加上过高的电压。当该电压在低电压上恒定不变时，则不能提供预定的负载功率。
在本实施例中，可以省略用于检测并控制整流装置两端电压值的装置。
图41是本发明第20实施例的电路图。图41仅示出了本实施例的主要部分，剩余部分省略了。注意，省略的部分的结构可以与图40所示的实施例相同。在本实施例中，把检测交流电源101的输出电压(整流装置106的输入电压)的装置用作控制开关器件108′导通周期的装置431。为了检测交流电源101的输出电压，把整流器431-1和431-2连接到交流电源101的输出端，并把整流器431-1和431-2的输出输入到时间常数电路431-3。时间常数电路431-3的输出输入到与图40中相同的误差放大器425。与图40的误差放大器相似，误差放大器425把时间常数电路431-3的输出与参考信号源424的值作比较，并控制驱动电路426和晶体管427。
因此，在本实施例中，即使交流电源的输出电压变化，也能使输出电压恒定。
图42是本发明第21实施例的电路图。在本实施例中，在检测到整流装置106的输出电流流动一段预定时间时，使第二开关器件108截止。更具体地说，另外设置电流检测装置411、延时装置442、参考信号源443和比较器444来控制振荡装置114-5。由于根据以上描述，能够容易地理解本实施例的效果，所以省略了对效果的描述。虽然图中没有示出，但可以用与图29、34或39中所示的一样的控制装置使谐振电压恒定。
图43是本发明第22实施例的电路图。在本实施例中，根据提供给作为负载的荧光灯111的功率控制开关器件对107和108的导通周期。更具体地说，设置电流检测装置451和电压检测装置452，由接收这些检测装置的检测输出的控制装置153控制振荡装置114-5。在本实施例中，同样可以用与图29、34或39相同的控制装置使谐振电压恒定。
由于可以从上述描述中容易地理解本实施例的效果，因此省略了对效果的描述。在本实施例中，可以仅根据灯电流或灯电压来控制开关器件对107和108的导通周期。另外，也可以只控制其中一个开关器件的导通周期。而且，可以改变开关频率。
图44是本发明第23实施例的电路图。图44仅示了本实施例的主要部分，省略了其余部件。在本实施例中，第一和第二电容器110和113之间的连接关系，对于图29而言的垂直方向上是反过来的。因此，第一和第二开关器107和108的连接关系也相反。另外，在本实施例中，在第一电容器110的放电电流通过电感器109流到第一开关器件107一段预定时间之后，第一开关器件107截止。更具体地说，本实施例包括电流检测装置461、一用以检测电流检测装置461获得的检测值是否通过零交叉点并上升的比较装置462以及用于在比较装置462检测到检测值通过零交叉点之后控制振荡装置114-5的定时装置463。
参照图45来描述本实施例的效果。图45示出第一开关器件107内流动的电流。比较装置462检测图45中的零交叉时间t1。在零交叉时间t1之后定时装置463使第一开关器件107截止。因此，如从上述描述中看到的，使谐振电压保持了恒定。
在本实施例中，当第一开关器件107的寄生二极管内流动的电流停止流动之后，可以使第一开关器件107截止一段预定时间。在这种情况下，如果第一开关器件107为场效应晶体管，则可以不作改动地使用图44所示的电路。如果第一开关器件107为双极型晶体管，则可以检测交叉耦合二极管内流动的电流停止流动时的时间点。
图46是本发明第24实施例的电路图。在本实施例中，第二开关器件108在有电流流入第二开关器件108一段预定的时间之后截止。更具体地说，本实施例包括用于检测第二开关器件108内流动的电流的电流检测装置481、用于对电流检测装置481的检测值进行积分的积分装置482以及把积分装置482的输出与参考值作比较的比较装置483。由比较装置483的输出来控制振荡装置114-5。注意，举例来说，振荡装114-5输出一个频率恒定的信号。
参照图47A至37C来描述本实施例的效果。图47A示出了第二开关器件108内流动的电流；图47B示出了第一开关器件107内流动的电流；图47C示出了整流装置106的输出电流。例如，如果把比较装置483设置成在积分值到达如图47A所示的电流波形的阴影部分区域时，输出信号使第二开关器件108截止，则如图47C所示，整流装置106可以可靠地提供电流。即，在谐振电流出现峰值之后，整流装置106可以提供电流。对于这种操作来说，可以实现高输入功率因数，减少输入电流失真，获得恒定的输出电压。
图48是本发明应用于照明装置的透视图。参考号201表示属于直接安装到天花板上类型的照明灯具。放电粉111安装在灯具201上。在灯具201内设置一个如第15至24实施例之一一样的电源装置作为放电灯点亮装置。注意，放电灯点亮装置并不一定需要设置在灯具201内，它可以设置在灯具201外部。虽然本实施例的照明装置属于直接安装到天花板上类型，但也可以使用另一种类型。
对本发明的改进并不限于上述实施例。例如可以用低速整流装置来代替高速整流装置，可以把高速二极管连接到该低整流装置的输出侧。另外，还可以对上述实施例适当地进行相互组合。
图49示出了应用于直流负载电路551的电源装置的主要部分的结构。
在该结构中，把直流负载电路551通过整流电路550连接到变压器7″的次级绕组侧上，变压器的初级绕组连接到上述第一和第二开关器件5′和6′的节点与上述第一和第二电容器8和11的节点上。
该直流负载电路551包括电阻负载以及需要直流电源的普通电子设备和电路。
因此，如上所述，根据本发明，可以获得下列效果。
根据本发明的第一或第二方面，由于整流装置能基本上在整个经整流的未平滑直流电压周期上提供输入电流，所以能获得平滑的输出，并能使交流电源的输入电流的波形与正弦波相似，降低失真。
根据本发明的第3方面，通过改变开关器件之一的导通周期，可以改变存储在电感器内的能量，调节输出电压。另外，由于开关频率基本上恒定，所以即使产生如开关频率提高的情况，也不会增加开关损耗。
根据本发明的第4方面，通过改变开关器件对的导通周期率，可以以本发明第3方面相同的方法调节输出电压。另外，通过根据交流电源每半个周期的电压输出的峰值改变开关器件的导通周期可以获得足够的平滑输出电压。
根据本发明的第5和第6方面，通过改变开关频率，可以改变另一个开关器件的绝对导通周期，也同样可以改变输出电压。
根据本发明的第7方面，由于把第二电容器以并联的形式连接到另一开关器件和电感上，所以可以实现简单的布置。
根据本发明的第8方面，由于把第二电容器连接在整流装置的输出端之间，与本发明的第7方面类似，可以实现简单的布置。
根据本发明的第9方面，由于把第二电容器连接在整流装置和开关器件对之间，与本发明的第7方面类似，可以实现简单的布置。
根据本发明的第10方面，输出电路包括阻抗随频率升高而减小的阻抗电路。因此，即使振荡频率升高，达到降低失真目的的线路的阻抗仍能保持较小，所以可以获得足够小的谐振电流。
根据本发明的第11方面，由于在负载去除时，驱动变压器使第一和第二开关器件停止振荡，可以防止加到第一和第二开关器件上电压的增加。
根据本发明的第12方面，可以减小输出波动，改善发光效率，从而降低光波动。
根据本发明的第13方面，由于在放电灯启动操作的预定周期内把另一开关器件的通导周期设置成短于灯的接通周期，所以在对灯丝充分预热之后才启动放电灯。因此，可以防止放电灯使用寿命的缩短。
根据本发明的第14方面，改善了发光效率，减小了灯电流的波动，从而降低了光波动。
根据本发明的第15和16方面，由于整流装置能基本上在整个经整流的未平滑直流电压周期上提供输入电流，所以能使交流电源的输入电流的波形与正弦波相似，降低失真。另外，由于直接控制决定谐振电压幅度的第一开关器件内的电流，所以可以把谐振电压控制在任意值上，或者使其为恒定值。
在根据本发明的第17方面的电源装置中，由于对第一开关器件的导通周期控制成使第一开关器件内流动的电流的峰值成为一预定值，所以可以使谐振电压恒定。这种操作防止了过高的电压加到开关器件上而使其击穿。而且，这种操作也使使用具有高击穿电压的开关器件成为不必要，因此，防止了成本的增加。
在根据本发明的第18方面的电源装置中，由于把第一开关器件内流动的电流的积分值控制在预定值上，所以能获得基本上与第17方面相同的效果。
在根据本发明的第19方面的电源装置中，由于把第一开关器件内流动的谐振电流的初始值控制在预定值上，所以能获得基本上与第17方面相同的效果。
在根据本发明的第20方面的电源装置中，根据第一和第二开关器件上的电压值来改变决定第一开关器件导通周期的电流预定值。因此，不管电源电压的变化、负载的变化等类似变化，第一和第二开关器件上的电压能够做到恒定不变。
在根据本发明的第21方面的电源装置中，由于在有电流流过第二开关器件一段预定时间之后使第二开关器件截止，所以能可靠地向第一电容器提供充电电流。因此，能改善功率因数，降低输入电流失真。
在根据本发明的第22方面的电源装置中，由于在谐振电流的峰值流动之后使第二开关器件截止一段预定时间，所以能可靠地向第一电容器提供充电电流。因此，能获得与第21方面相同的效果。
在根据本发明第23方面的电源装置中，由于在整流装置内有输入/输出电流流过一段预定时间，所以能获得与第21和22方面相同的效果。
在根据本发明的第24方面的电源装置中，由于根据对应于第一电容器上的电压的电压值来控制第二开关器件的导通周期，所以可以通过控制第一电容器的充电量，来使第一电容器上的电压恒定。对于这种操作方式来说，即使电源电压变化，也可以使第一电容器上的电压恒定，并能使加到负载上的电压也恒定不变。
在根据本发明的第25方面的电源装置中，由于根据交流电源电压来控制第二开关器件的导通周期，所以通过控制第一电容器的充电量，可以使第一电容器上的电压恒定。对于这种操作方式来说，即使电源电压变化，也可以使第一电容器上的电压恒定，并能使加到负载上的电压也恒定不变。
在根据本发明的第26方面的电源装置中，由于根据输出电路的输出来控制第二开关器件的导通周期，所以能使提供给负载的功率恒定。
根据本发明的第27方面，为了把本发明应用到放电灯点亮装置中，把放电灯用作该电源装置的负载。因此，进一步减小了输出波动，以改善发光效率，降低光波动。
根据本发明的第28方面，为了把本发明应用到照明装置中，把第21方面的放电灯点亮装置设置在装置体内。因此，改善了发光效率，降低灯电流的失真，减小光波动。
在根据本发明的第29方面的电源装置中，在整流装置整流的交流电压内形成由谐振电容装置和电感装置的谐振系统产生的高频电压。对于这种操作来说，它使整流输出电压等于输入电压，保证了即使在交流电压较低时也有输入电流，从而降低输入电流失真，减少输入电流的谐波分量。
对于本技术领域的熟练人员来说，可以很快获取其它的优点和改进。因此，本发明在其范围广泛的各个方面，不受此处图示和描述的这些具体细则的限制。因而，在不脱离所附权利要求和其等同内容所限定的本发明的实质和一般发明概念的范围下，可以制作出各种改进型的电源装置。
权利要求
1.一种电源装置，包含整流装置，用于对交流电源的输入电压进行整流，并在一对输出端上输出未平滑的直流电压；彼此串联连接在所述整流装置的输出对之间的第一和第二开关器件，它们以高于输出电压频率的频率使所述整流装置的输出电压交替接通和断开；彼此串联连接在所述第一开关器件两端之间的第一电容器和电感器串联电路，它对所述整流装置的输出电压频率进行平滑；第二电容器，用于与所述电感器一起根据第一和第二开关器件的导通/截止操作产生谐振；以及输出电路，用于基于所述电感器和所述第二电容器产生的谐振获得高频输出。
2.一种电源装置，包含一整流装置，用于对交流电压进行整流，并输出未经平滑的直流电压；彼此串联连接的第一和第二开关器件，它们以高于所述整流器件的输出频率的频率交替导通/截止，以使所述整流装置的输出转换；一并联连接到第一开关器件上的第一电容器，在所述第二开关器件导通周期时，所述整流装置的输出通过所述第二开关器件向所述第一电容器充电，所述第一电容器对所述整流装置的输出频率进行平滑操作，在所述第一开关器件导通周期中，所述第一电容器通过所述第一开关器件释放电荷；一插接在所述第一和第二开关器件的节点和所述第一电容器之间的电感器，它通过所述第一电容器的充放电电流；一第二电容器，用于根据所述第一和第二开关器件的导爱/截止操作与所述电感器一起产生谐振；一控制单元，用于根据所述第一电容器释放的并在所述第一开关器件内流动的放电电流控制所述第一开关器件的导通周期，以控制所述电感器和所述第二电容器产生的谐振电压值；以及一输出电路，用于基于所述电感器和所述第二电容器产生的谐振得到高频输出。
3.如权利要求1或2所述的装置，其特征在于进一步包含开关控制装置，用于使所述第一和第二开关器件以基本上不变的频率导通/截止，并能改变所述开关器件的导通周期率。
4.如权利要求1或所述的装置，其特征在于，进一步包含开关控制装置，用于使所述第一和第二开关器件以基本恒定的频率导通截止，并能改变所述第一和第二开关器件的导通周期率，所述开关控制装置当所述交流电源每半个周期的电气输出峰值较大时缩短所述第二开关器件的导通周期，当该峰值较小时，延长该导通周期。
5.如权利要求1或2所述的装置，其特征在于，进一步包含能改变所述第一和第二开关器件导通/截止频率的开关控制装置。
6.如权利要求5所述的装置，其特征在于，所述第一和第二开关器件在对应于所述整流装置的输出电压的峰值较小的周期中，以较低的频率导通/截止，当该峰值增大时，以较高的频率导通/截止。
7.如权利要求1或2所述的装置，其特征在于，所述第二电容器并联连接到所述第二开关器件和所述电感器上。
8.如权利要求1或2所述的装置，其特征在于，所述第二电容器设置在所述整流装置的输出端之间。
9.如权利要求1或2所述的装置，其特征在于，所述输出电路耦合至所述电感器上，在负载上串联连接一变压器的初级绕组，通过所述输出电路向负载供电，由所述变压器的次级绕组的输出对所述第一和第二开关器件进行驱动控制。
10.如权利要求1或2所述的装置，其特征在于，进一步包含设置在所述输出电路内的作为负载的放电灯。
11.如权利要求10所述的装置，其特征在于，所述放电灯安装在一照明灯具上。
12.如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述控制单元控制所述第一开关器件的导通周期，使第一电容器释放的并在所述第一开关器件内流动的放电电流为一预定值。
13.如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述控制单元控制所述第一开关器件的导通周期，使所述第一电容器通过所述电感器和所述第一开关器件释放的放电电流为一预定值。
14.如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述控制单元根据所述第一和第二开关器件上的电压值改变决定所述第一开关器件导通周期的电流值的预定值。
15.如权利要求2、12、13或14所述的装置，其特征在于，所述控制单元在至少输入和输出电流之一流入所述整流装置一段预定时间之后使所述第二开关器件截止。
16.如权利要求2、12、13或14所述的装置，其特征在于，所述控制单元根据对应于所述第一电容器上的电压的电压值控制所述第二开关器件的导通周期。
17.如权利要求2、12、13或14所述的装置，其特征在于，所述控制单元根据交流电压值控制所述第二开关器件的导通周期。
18.如权利要求2、12、13或14所述的装置，其特征在于，所述控制单元根据所述输出电路的输出控制所述第二开关器件的导通周期。
全文摘要
整流装置对交流电源的输入电压进行整流。第一和第二开关器件设置在整流装置的一对输出端之间，并交替导通/截止。第一电容器和电感器的串联电路设置在第一和第二开关器件之一的两端之间，以对整流装置的输出频率进行平滑操作。第二电容器根据第一和第二开关器件的通/断操作与电感器一起形成谐振电路。第二电容器的电容量小于第一电容器的电容量。
文档编号H02M5/00GK1122966SQ9510646
公开日1996年5月22日 申请日期1995年6月16日 优先权日1994年7月29日
发明者清水惠一, 北村纪之, 垣谷勉, 青池南城, 长崎文彦, 高桥雄治 申请人:东芝照明技术株式会社