专利名称：交错的开关变换器电路和开关变换器控制方法
技术领域：
本发明涉及一种可应用于各种类型的电子单元的开关变换器电路。更具体地，本发明涉及一种其中多个相互平行连接的开关变换器被交替地接通/断开的交错的开关变换器电路，及一种用于控制这些开关变换器的方法。
例如在日本公开出版号为61-288780、1-231661及1-270769，美国专利号5,508,903等专利说明书中描述了各种类型的交错的开关变换器电路，在一现有技术的开关变换器电路中，假定该开关变换器电路包括N个开关变换器(N为一等于或大于2的整数)，这些开关变换器以36 0/N度的相位差被交替地接通/断开的，例如，一交错的开关变换器电路包括两个开关变换器(即N＝2)，该两个开关变换器被以180度的相位差接通/断开。在这样一构成中，输入/输出电流中生成的波纹振幅可被减小而波纹频率可被增加。而且，由于加至输入/输出滤波器上的负载可被减少，这些滤波器的尺寸可被减小。
在这样一常规的交错的开关变换器电路中，由于各自开关变换器以一适当的相位差被接通/断开，开关频率被固定。这样，不可能通过将这样的开关变换器组合作为具有依据输入/输出条件而变化的开关频率的振铃扼流圈(ringing choke)变换器来形成一交错的开关变换器电路。
本发明的交错的开关变换器电路包括相互平行连接的第一和第二开关变换器；用于接通/断开第一开关变换器的第一控制驱动器；具有第一和第二电容器并响应第一开关变换器的接通/断开而交替地对第一和第二电容器进行充电/放电的充电器/放电器；及用于与第一和第二电容器的电压之间差的反相同步地接通/断开第二开关变换器的第二控制驱动器。
根据本发明的另一方面的交错的开关变换器电路包括相互平行连接的第一和第二开关变换器；生成第一驱动信号用于驱动第一开关变换器的开关的第一控制驱动器；具有第一和第二电容器，接收该第一驱动信号，并与该第一驱动信号同步地交替地对和第一和第二电容器进行充电/放电的充电器/放电器；及生成第二驱动信号用于驱动第二开关变换器的开关的第二控制驱动器。该第二控制驱动器接收第一和第二电容器的电压并与第一和第二电容器的电压之间差的反相同步地生成第二驱动信号。
在一实施例中，该第一开关变换器是一以一临界模式工作的开关变换器，其中电流以一连续模式和一不连续模式之间的一边界模式流过一扼流线圈。
在另一实施例中，在第一和第二电容器之间的电压差的反相被检测到之后及在各电容器被开始充电之前的一时间间隔内，各第一和第二电容器被放电到一零电压或至零电压附近。
根据本发明的再一方面的交错的开关变换器电路包括相互平行连接的N个开关变换器(N为一等于或大于2的自然数)；生成第K驱动信号用于驱动第K个开关变换器的开关的第K个控制驱动器(K也为一自然数且1≤K＜N)；具有第一和第二电容器，接收第K个驱动信号且与该第K个驱动信号同步地交替地对第一和第二电容器进行充电/放电的充电器/放电器；及生成第K+1驱动信号用于驱动第K+1个开关变换器的开关的第K+1个控制驱动器。该第K+1控制驱动器接收第一和第二电容器的电压并与第一和第二电容器的电压间的差的反相同步地生成第K+1驱动信号。
在一实施例中，由充电器/放电器放电的电流电平至少大约是由充电器/放电器充电的电流电平的(N/n-1)倍直至第一和第二电容器的电压间的差被反相(n是一小于N的自然数且相对于N是素的(prime))。
在另一实施例中，由充电器/放电器放电的电流电平至少大约是由充电器/放电器充电的电流电平的(N/n-1)倍直至第一和第二电容器的电压间的差被反相(n是一等于或小于N/2的自然数)。
根据本发明的再一方面的交错的开关变换器电路包括相互平行连接的N个开关变换器(N是一等于或大于2的整数)。一交流输入电压被整流并输入至各N个开关变换器。各所述开关变换器将一直流输出电压提供给一负载。第一开关变换器包括第一开关；第一电流检测器，用于检测流过该第一开关的电流，从而输出第一电流信号；一电压检测器，用于检测该交错的开关变换器电路的输出电压，从而输出一电压信号；及一第一控制驱动器，用于输出具有一预定占空因数的第一驱动信号，从而驱动该第一开关。该第一控制驱动器自通过整流该交流输入电压获得的一输入电压及自该电压信号确定并输出一基准电流信号，并将第一电流信号与该基准电流信号进行比较，从而确定第一驱动信号的占空因数。第K(1＜K≤N)个开关变换器包括第K个开关；第K个电流检测器，用于检测流过第K个开关的电流，从而输出第K个电流信号；一电压检测器，用于检测该交错的开关变换器电路的输出电压，从而输出电压信号；及第K个控制驱动器，用于输出第K个驱动信号，从而驱动第K个开关。该第K个控制驱动器具有第一和第二电容器，检测第K-1个开关变换器的一第K-1驱动信号，与第K-1驱动信号的上升边同步地交替地对第一和第二电容器进行充电/放电，与第一和第二电容器的电压间之差的反相同步地启动第K驱动信号，并将第K个电流信号与基准电流信号进行比较，从而确定第K驱动信号的占空因数。在本发明的开关变换器控制方法中，两个电容器响应于第一开关变换器的接通/断开而被交替地充电/放电，及第二开关变换器通过相互比较两电容器的电压而被接通/断开。
在根据本发明另一方面的开关变换器控制方法中，第一开关变换器的驱动信号的一周期被存储为一电容器的充电电压、及根据该电容器的充电电压确定第二开关变换器的驱动信号的一周期。
以下，将描述通过本发明所得到的功能或效果。
根据采用上述构成的本发明，即使当第一开关变换器的开关频率被改变时，第二开关变换器可以一任意的相位差被驱动。在第一驱动信号的上升边上，第一电容器被从0V的放电状态转换成恒定电流充电状态，及第二电容器被同时地从充电状态转换成放电状态。在该充电/放电转变点的第二电容器的初始电压与转换周期成比例。这是因为第二电容器已经以该恒定电流被充电过第一开关变换器的一转换周期。被充电的第一电容器的上升电压迅即跨过被放电的第二电容器的下降电压。该相交点，即第二驱动信号的上升边被从第一驱动信号的上升边延迟过与转换周期成比例的一时间间隔。通过适当地将充电/放电电流设至各自电容器，第二开关变换器可以相对于第一开关变换器的转换周期的一任意相位差被驱动。
在例如振铃扼流圈变换器的开关变换器中，当一转换器或一扼流线圈的电抗器电流变为零时，一开关被接通。这样一操作被称为以一临界模式的操作，该临界模式为一连续模式(电抗器电流连续地流动)和一不连续模式(电抗器电流不连续地流动)之间的一边界，与该连续模式相比，开关电流的幅值与输入/输出波纹电流的幅值较大，但在临界模式中开关的接通噪声及二极管恢复噪声较小。因此，由开关频率或其谐波导致的一相对低的频率区域中的噪声较大，但由接通噪声及恢复噪声引起的一相对高的频率区域中的噪声较小。
本发明可应用于在开关频率依据于输入/输出条件为可变的临界模式下进行工作的开关变换器。通过提供本发明给这样一以临界模式进行工作的开关变换器，一低频区域中的输入/输出波纹电流和噪声可被减少。
因此，在此描述的本发明可取得以下优点(1)提供了一交错的开关变换器，其中该开关变换器可通过执行一简化的控制而以一任意相位差及一可变的开关频率被开关，及(2)提供一种用于控制待以这样一交错方式被开关的开关变换器的方法，通过参考附图对以下详细描述的阅读和理解，本发明的这些及其它优点对于本领域的熟练人员而言是显然的。
图1为本发明的第一示例中的一交错的开关变换器电路的方框图；图2为图1中所示的交错的开关变换器电路中各信号波形的时间图；图3为图1中所示的交错的开关变换器电路的控制驱动器和充电图/放电图的具体电路构成的方框图；图4为图3中所示的电路部分的各信号波形的时间图；图5为在第一和第二电容器的电势已偏离的状态中的图3中的电路部分中的各信号波形的时间图；图6为图3中所示的电路部分的一变型中的各信号波形的时间图；图7为图3中所示的电路部分的另一变型中的各信号波形的时间图；图8为本发明的第二示例的一交错的开关变换器电路的方框图；图9为图8中所示的交错的开关变换器电路中的各信号波形的时间图；图10为图8中所示的交错的开关变换器电路的开关周期已被改变的状态中的各信号波形的时间图；图11为是本发明的第三示例中的一交错的开关变换器电路的外围电路部分的一充电器/放电器和第二控制驱动器的构成的方框图；图12为图11中所示的电路部分中的各信号波形的时间图；图13为本发明的第四示例中的一交错的开关变换器电路的方框图；图14为图13中所示的交错的开关变换器电路中各信号波形的时间图；图15为本发明的第五示例中的一交错的开关变换器电路的方框图；图16A和16B分别为图15中所示的交错的开关变换器电路中的第一和第二控制驱动器的构成方框图；图17为说明图15中所示的交错的开关变换器电路中第一升压变换器的操作的各信号波形的时间图；图18为说明图15中所示的交错的开关变换器电路中第二升压变换器的操作的各信号波形的时间图；图19为本发明的第六例中的一交错的开关变换器电路中的，包括有一充电器/放电器、一峰值保持器、一比较器和一第二控制驱动器的电路部分的构成方框图；图20为图19中所示的电路部分中各信号波形的时间图。
示例1图1示出了本发明的第一示例中的一交错的开关变换器电路，该第一示例的交错的开关变换器电路通过使用两升压变换器而构成。图2示出了图1中所示的交错的开关变换器电路中各信号波形。
如图1中所示，该交错的开关变换器包括一输入直流(DC)电源1；一输出电容器2；一负载3；和一第一升压变换器10a。该第一升压变换器10a包括第一扼流线圈11；第一开关12；第一二极管13；第一控制驱动器14a；和第一电流检测器15。该第一电流检测器15检测流过第一开关12的电流，从而输出第一电流信号Vi1。
该交错的开关变换器电路还包括一第二升压变换器20。该第二升压变换器20包括第二扼流线圈21；第二开关22；第二二极管23；第二控制驱动器24；和第二电流检测器25。该第二电流检测器25检测流经第二开关22的电流，从而输出一第二电流信号Vi2。
该交错的一开关变换器电路还包括一电压检测器4，该电压检测器4检测待从输出电容器2提供给负载3的一输出DC电压，从而输出一代表该DC电压与一基准电压之间的一差值的电压信号Ve。第一控制驱动器14a接收第一电流信号Vi1和该电压信号Ve，从而输出一具有预定周期和预定占空因数的第一驱动信号Vdr1。第一开关12接收该第一驱动信号Vdr1并响应于该第一驱动信号Vdr1而被接通/断开。
该交错的开关变换器电路还包括一充电器/放电器40；一第一电容器41；和一第二电容器42。该充电器/放电器40接收第一驱动信号Vdr1并与第一驱动信号Vdr1的上升边同步地交替地以预定电流对第一和第二电容器41和42进行充电/放电。具体地，当第一电容器41被充电时，第二电容器42被放电。相反地，当第一电容器41被放电时，第二电容器42被充电。第二控制驱动器24接收第一电容器41的电压Vc1、第二电容器42的电压Vc2、第二电流信号Vi2和电压信号Ve，从而输出一在电压Vc1和Vc2的波形相交处被启动的第二驱动信号Vdr2，并具有一预定的ON时间周期。第二开关22接收该第二驱动信号Vdr2，且响应于该第二驱动信号Vdr2而被接通/断开。
以下，将参照图2对具有这样一构成的交错的开关变换器电路的操作进行描述。
图2-(a)说明了由第一控制驱动器14a输出的第一驱动信号Vdr1的波形。当第一驱动信号Vdr1被启动时，第一开关12被接通且激励电流流过第一扼流线圈11。第一电流检测器15检测该激励电流，从而输出具有图2-(d)中所示波形的第一电流信号Vi1。第一电流信号Vi1的电平通过第一控制驱动器14a与电压信号Ve的电平相比较。当第一电流信号Vi1的电平到达电压信号Ve的电平，第一驱动信号Vdr1被撤消。在第一驱动信号Vdr1的下降边上，第一开关12被断开。然后，已被存储在第一扼流线圈11中的能量经第一二极管13被输出作为具有图2-(i)中所示的波形的电流Id1。因此，第一升压变换器10a的输入电流，即流过第一扼流线圈11的电流变为如图2-(f)所示。
图2-(b)分别说明了第一和第二电容器41和42的电压Vc1和Vc2的波形。充电器/放电器40接收第一驱动信号Vdr1，并与该第一驱动信号Vdr1的上升边同步地交替地充电及放电该第一和第二电容器41和42。
第二控制驱动器24接收第一和第二电压Vc1和Vc2，并在第一和第二电压Vc1和Vc2的相交处撤消第二驱动信号Vdr2，如图2-(c)所示。当第二开关22接收到第二驱动信号Vdr2时，第二开关22被接通，以使激励电流流过第二扼流线圈21。第二电流检测器25检测该激励电流，从而输出具有图2-(e)中所示波形的第二电流信号Vi2。该第二电流信号Vi2的电平通过第二控制驱动器24与电压信号Ve的电平相比较。当第二电流信号Vi2的电平达到电压信号Ve的电平时，该第二驱动信号Vdr2被撤消。在第二驱动信号Vdr2的下降边上，第二开关22被断开。
然后，已被存储在第二扼流线圈21中的能量经第二二极管23被输出为具有图2-(j)所示波形的电流Id2。因此，流过第二扼流线圈21的电流Ii2变为如图2-(g)所示。当输出DC电压增高时，电压信号Ve的电平变得更低。相反地，当输出DC电压降低时，电压信号Ve的电平变得更高。开关12和22的开关周期的占空因数被控制以使输出DC电压稳定。假定充电/放电第一和第二电容器41和42的电流具有一预定的相同电平，电压Vc1和Vc2的波形在一从第一驱动信号Vdr1的上升边延迟过对应于半个开关周期的一时间间隔的时间相交。
也就是说，第一和第二升压变换器10a和20构成了一具有等于一半开关周期的相位差的交错的开关变换器电路。该交错的开关变换器电路的输入电流Ii(＝Ii1+Ii2)如图2-(h)所示地变化，同时到输出电容器2的充电电流Ic(＝Id1+Id2)如图2-(k)所示地变化。
图3示出了第一控制驱动器14a、充电器/放电器40和第二控制驱动器24的更具体的电路结构。
由于第一控制驱动器14a为一常规的电流模式控制器，只简短地描述其操作。在以下的描述中，将参照图4所示的各信号波形，详细地描述充电器/放电器40和第二控制驱动器24的操作。
在第一控制驱动器14a中，已由一振荡器149生成的具有一预定的频率的接通脉冲由一RS触发器148的一设定端子所接收，从而启动第一驱动信号Vdr1。第一比较器142分别接收来自第一电流检测器15和电压检测器4的第一电流信号Vi1和电压信号Ve，并相互比较它们的电平。当第一电流信号Vi1的电平超过电压信号Ve的电平时，Rs触发器在其一复位端子接收一断开脉冲H，从而撤消第一驱动信号Vdr1。通过增高/降低电压信号Ve的电压，第一驱动信号Vdr1的脉冲宽度，即第一开关12的ON时间周期被调整且输出DC电压被稳定。
充电器/放电器40包括一控制器偏置电源400，用于通过分别地提供一线圈例如一扼流线圈而对通常在变换器的工作期间所生成的一电压执行一整流和一波纹过滤；一D触发器401；电阻器402至405；二极管406至411；晶体管412至415；及用于控制充电/放电电流的电阻器416和417。另一方面，第二控制驱动器24包括第一比较器241；一反相器242；一异-或非逻辑元件243，其输出待被确定；第二比较器244；和一RS触发器245。
图4示出了充电器/放电器40和第二控制驱动器24中各信号的波形。以下，将参照图4描述这些电路40和24的工作。
图4-(a)说明了第一驱动信号Vdr1的波形。该D触发器401在其CK端子接收第一驱动信号Vdr1，从而输出信号V1和V2。信号V1和V2的电平与第一驱动信号Vdr1的上升边同步地被反相，如图4-(b)和(c)所示。图4-(d)示出了各晶体管412至415的通/断(ON/OFF)状态。当信号V1为H(高)电平而信号V2为L(低)电平时，一PNP晶体管412和一NPN晶体管415为断(OFF)而一NPN晶体管413和一PNP晶体管414为通(ON)。因此，第一电容器41被放电且第二电容器42被充电。相反地，当信号V1为L电平而信号V2为H电平时，PNP晶体管412和NPN晶体管415为通(ON)而NPN晶体管412和PNP晶体管414为断(OFF)。因此，第一电容器41被充电而第二电容器42被放电。
图4-(e)示出了这些充电/放电状态。假定电阻器416和417的电阻值被相同地以R表示而各二极管406至411的正向电压降和各晶体管412至415的基极电压和发射极电压被相同地以Vd表示，则充电/放电电流变成由Vd/R表示的恒定电流。第一比较器241分别接收第一和第二电容器41和42的电压Vc1和Vc2，从而输出一信号V3，该信号V3的电平在这两电平Vc1和Vc2的相交处被反相，如图4-(f)所示。
信号V3被输入给反相器242和异-或非逻辑元件243，该异一或非逻辑元件243与信号V3的反相同步地输出一单跳(shot)脉冲V4，如图4-(g)所示。RS触发器245在其一设定端子接收该单跳脉冲V4，从而与该单跳脉V4同步地启动其输出，即第二驱动信号Vdr2。第二比较器244接收第二电流信号Vi2和电压信号Ve，比较这两信号的电平，然后输出一信号V5给RS触发器245的复位端子，如图4-(h)和(i)所示。第二驱动信号Vdr2与信号V5的上升边同步地被撤消，如图4-(j)所示。
当第一和第二电容器41和42的电压Vc1和Vc2总是在0电势之上，如图2-(b)和图4-(e)的情况中时，如果开关周期通过输入/输出条件中的突然变化等而被改变，则电压Vc1和Vc2的波形变成被规则地稳定以具有一偏差，如图5所示，结果，电压Vc1和Vc2之间的相交改变且第一和第二驱动信号Vdr1和Vdr2之间的相位差变成不恒定的。为了解决这样一问题，第一和第二电容器41和42的放电电流可被设定在比其充电电流高的一电平上。这样，即使电压Vc1和Vc2有时以一瞬变的方式发生偏差，当放电完成时，这些电容器的电压被降低至零电压附近且第一和第二驱动信号Vdr1和Vdr2之间的相位差变为恒定，而且，由于电压Vc1和Vc2的波形在第一驱动信号Vdr1已被启动之后的一较早时间相交，第一驱动信号Vdr1的上升边与第二驱动信号Vdr2的上升边之间的延迟也可被修正。
而且，如果第一和第二电容器41和42的放电电流被有意设定在一比其充电电流的电平要高的一电平，第二驱动信号Vdr2可以半个开关周期内的一任意延迟时间(即以一任意相位差)被启动，如图6所示。
假设第一和第二电容器41和42的电容值以C表示，一开关周期表示为Ts，及充电电流表示为Ich，则在充电期间的第一电容器41的电压Vc1被表示为Vc1＝Ich·t/c，当充电结束时，第一电容器41的电压Vch被表示为Vc1＝Ich·Ts/c。另一方面，假设放电电流表示为A·Ich(A＞1)，放电期间的第二电容器42的电压Vc2被表示为Vc2＝Ich·Ts/c-A·Ich·t/C＝(Ts-A·t)·Ich/c。因为Vc1＝Vc2，相交时间变为t＝Ts(1+A)。换句话说，可设定延迟时间Td以具有开关周期的持续时间的1/(1+A)的持续时间。
以上描述是有关放电电流被设定在高于充电电流的电平的一电平上的情况。事实上，同样的描述也可应用于充电电流被相反地设定在高于放电电流的电平的一电平的情况。在将放电电流设定在一较高电平的情况中，第一和第二电容器41和42的充电电压Vc1和Vc2总是在从零电压附近开始。另一方面，在将充电电流设定在一较高电平的情况下，放电从一预定上限电压的附近开始，如图7所示。从图7可以清楚地看出，延迟时间Td可根据充电电流的电平被设定。
示例2图8示出了本发明的第二示例中的一交错的开关变换器电路的电路构成。图9和10示出了各信号的波形。图8中所示的交错的开关变换器电路与图1中所示的交错的开关变换器电路的不同之处在于为第一升压变换器的第一扼流线圈11附加地提供了一复位检测绕组111且还在于第一控制驱动器14b接收在该复位检测绕组111中生成的电压。
控制驱动器14b不包括第一示例中的第一控制驱动器14a的振荡器149。但包括有一电阻器143；一基准电压源144；一第二比较器145；一反相器146；和一NOR元件147。当第二比较器145检测到第一扼流线圈11中电压的反相并将其输出从H改为L时，该NOR元件147输出一接通脉冲，从而启动第一驱动信号Vdr1。以与第一示例的第一控制驱动器14a中相同的方法执行启动第一驱动信号Vdr1的操作。
根据本发明，即使当开关频率被改变，第二升压变换器20总能以对应于一个开关周期的预定比例的一延迟时间工作。将参照图9和10描述本发明的这一特征。
图9-(a)说明了第一驱动信号Vdr1的波形。当第一驱动信号Vdr1被启动时，第一开关12被接通并输入电流Ii1，其电平从0起线性地增高，如图9-(d)所示，流过第一扼流线圈11。第一电流检测器15检测该输入电流Ii1。对应于该输入电流Ii1的第一电流信号Vi1的电平通过第一控制驱动器14b与信号Ve的电平相比较。当第一电流信号Vi1的电平达到电压信号Ve的电平时，第一驱动信号由第一控制驱动器14b撤消，以使第一开关12被断开。然后，存储在第一扼流线圈11的能量被释出作为流过第一二极管13的电流Id1，如图9-(f)所示。
当电流Id1已完成流动时，第一扼流线圈11的电压被反相。第一扼流线圈11的电压反相经复位检测线圈111由第一控制驱动器14b检测到。如上所述，当第一控制驱动器14b检测到第一扼流线圈11的电压反相时，第一控制驱动器14b启动第一驱动信号Vdr1并将第一开关12接通。然后，第一升压变换器10b重复地执行同样的操作。
因此，第一升压变换器10b是一种振铃扼流圈变换器并是一种以临界模式工作的开关变换器。在该临界模式中，可有利地防止二极管恢复噪声的产生，但却不利地增大了输入/输出波纹电流。而且，输入电压变得越高或输出电流变得越小，开关频率在这样一模式中变得越高。
接着，将描述第二升压变换器20的工作。图9-(b)分别说明了第一和第二电容器41和42的电压Vc1和Vc2的波形。充电器/放电器40接收第一驱动信号Vdr1，并与第一驱动信号Vdr1的上升边同步地交替地对第一和第二电容器41和42进行充电及放电。第二控制驱动器24接收电压Vc1和Vc2，并在电压Vc1和Vc2的相交处启动第二驱动信号Vdr2，如图9-(c)所示。当第二开关22接收到第二驱动信号Vdr2时，第二开关22被接通，以使输入电流Ii2，其电平从零起线性地增高，如图9-(d)所示，流过第二扼流线圈21。第二电流检测器25检测这一输入电流Ii2。第二电流信号Vi2的电平通过第二控制驱动器24与电压信号Ve的电平相比较，当第二电流信号Vi2的电平达到电压信号Ve的电平时，第二控制驱动器24撤消第二驱动信号Vdr2。在第二驱动信号Vdr2的下降边上，第二开关22被断开。然后，存储在第二扼流线圈21中的能量被释放作为流过第二二极管23的电流Id2，如图9-(f)所示。
如果第二扼流线圈21的电感值被设定为等于或低于第一扼流线圈11的电感值，则存储在第二扼流线圈21中的能量变为等于或小于存储在第一扼流线圈11中的能量。因此，当第二驱动信号Vdr2被启动时，电流Id2为零。这样，第二升压变换器20的输入电流Ii2变成如图9-(d)所示。
假设第一和第二电容器41和42的放电电流为稍大于它们的充电电流的恒定电流，电压Vc1和Vc2的波形在从第一驱动信号Vdr1的上升边延迟过大约半个开关周期的一时间处相交。也就是说，第一和第二升压变换器10b和20构成具有等于半个开关周期的相位差的交错的开关变换器电路。该交错的开关变换器电路的输入电流Ii(＝Ii1+Ii2)如图9-(e)所示地变化。而到输出电容器2的充电电流Ic(＝Id1+Id2)如图9-(g)所示地变化。
由于第一开关变换器10b以上述的临界模式工作，第二示例的交错的开关变换器电路也以临界模式工作。在该临界模式中，输入电压变得越高或输出电流变得越低，则开关频率变得越高。图10示出了在输出电流的幅值已变得较小的情况下各信号的波形。在该情况下，通过开关周期变得较短，第一和第二电容器41和42的电压Vc1和Vc2具有一较小的幅值，如图10-(b)所示。结果，在它们相交处的电压Vc1和Vc2之间的相位差相对于第一驱动信号Vdr1的上升边保持等于半个开关周期。
从以上描述可以理解，在本发明的交错的开关变换器电路中，即使在开关频率被改变时，第二驱动信号Vdr2可被启动以使被从第一驱动信号Vdr1延迟过对应于一开关周期的预定比例的时间间隔。
示例3图11示出了构成本发明的第三示例中的一交错的开关变换器电路的外围部分的一充电器/放电器和一第二控制驱动器的电路构成。图12示出了各信号的波形。在图11中所示的交错的开关变换器电路中，在图3所示的交错的开关变换器电路的充电器/放电器40和第二控制驱动器24之间附加地提供有一AND元件418和一NOR元件419、信号V1和V3被从D触发器401和比较器241输入给它们；电阻器420和421；一晶体管422和一二极管423，用于快速地放电第一电容器41；和一电阻器424及一二极管425，用于快速地放电第二电容器42。
图12-(a)说明了第一驱动信号Vdr1的波形。D触发器401在其CK端子接收第一驱动信号，从而输出信号V1，其电平与第一驱动信号Vdr1的上升边同步被反相，如图12-(b)所示。以与图3中所示的交错的开关变换器电路中的相同方法，第一和第二电容器41和42响应于信号V1而被充电和放电。图12-(d)说明了接收具有图12-(c)中所示波形的第一和第二电容器41和42的电压Vc1和Vc2的第一比较器241的输出信号V3的波形。而且，以与图3中所示的交错的开关变换器电路中的相同方法，响应于信号V3，获得第二驱动信号Vdr2，如图12-(g)所示。
图12-(e)说明了已被输入信号V1和V3的AND元件418的输出信号V6的波形，及图12-(f)说明了也被输入信号V1和V3的NOR元件419的输出信号V7的波形。在被放电的第一电容器41的电压Vc1变成低于第二电容器42的电压Vc2之后及第一电容器41开始充电之前的一时间间隔期间，待响应于信号V6而被驱动的晶体管422将第一电容器41快速放电至零电势附近。
另一方面，在被放电的第二电容器42的电压Vc2变成低于第一电容器41的电压Vc1之后及第二电容器42开始充电之前的一时间间隔期间，待响应于信号V7而被驱动的晶体管424将第二电容器42快速放电至零电势附近。
如上所述，在稳定状态中，图11中所示的交错的开关变换器电路没有不同于图3所示的电路。然而，在本示例的电路中，第一和第二电容器41和42总是从零电势附近起被充电。因此，即使当开关周期通过输入/输出条件的变化而被改变时，第一和第二电容器41和42的电压Vc1和Vc2的偏差可被快速地修正，及直至第二驱动信号Vdr2的上升边的延迟时间可被迅速地稳定。
示例4图13示出了本发明的第四示例中的交错的开关变换器电路的电路构成。该第四示例的交错的开关变换器电路包括有三个升压变换器。通过扩大地提供该第四示例的电路结构，N个升压变换器可被平行地操作(N为一等于或大于3的整数)。
在该示例中，第一和第二升压变换器分别具有与图8中所示的两升压变换器10b和20相同的结构。该第四示例的交错的开关变换器电路还包括第三升压变换器30；第二充电器/放电器50；及第三和第四电容器51和52。该第三升压变换器30包括第三扼流线圈31；第三开关32；第三二极管33；第三控制驱动器34；及第三电流检测器35。
第一控制驱动器14b比较第一电流信号Vi1和电压信号Ve，从而输出具有预定占空因数的第一驱动信号Vdr1以稳定升压变换器10b的输出电压。第一开关12接收第一驱动信号Vdr1，并响应于第一驱动信号Vdr1而被接通/断开。第一充电器/放电器40与自第一控制驱动器14b提供的第一驱动信号Vdr1的上升边同步地充电/放电第一和第二电容器41和42。第二控制驱动器24接收第一和第二电容器41和42的电压Vc1和Vc2，从而输出一第二驱动信号Vdr2，该第二驱动信号Vdr2在电压Vc1和Vc2之间的的相交处被启动并具有待由第二电流信号Vi2和电压信号Ve之间的比较确定的一ON时间周期。
第二充电器/放电器50接收第二驱动信号Vdr2并与第二驱动信号Vdr2同步地充电/放电第三和第四电容器51和52。第三控制驱动器34接收第三和第四电容器51和52的电压Vc3和Vc4，从而输出一第三驱动信号Vdr3，该第三驱动信号Vdr3在电压Vc3和Vc4之间的相交处被启动。
在这种情况下，假定第一、第二、第三和第四电容器41、42、51和52的静电电容值相互等同，则充电器/放电器40和50的充电电流相同，充电器/放电器40和50的放电电流也相同，及将放电电流设定为具有两倍于充电电流幅值的幅值。因此，第一和第二电容器41和42的电压Vc1和Vc2在自第一驱动信号Vdr1的上升边延迟过1/3开关周期的一时间处相交，类似地，第三和第四电容器51和52的电压Vc3和Vc4在从第二驱动信号Vdr2的上升边延迟1/3开关周期的一时间处相交。
接着，将参照图14中所示的各信号波形更详细地描述第四示例的交错的开关变换器电路的工作。
图14-(a)说明了第一驱动信号Vdr1的波形。图14-(b)说明了第一和第二电容器41和42的电压Vc1和Vc2的波形。因为放电电流的幅值被设定为充电电流幅值的两倍，电压Vc1和Vc2在比第一驱动信号Vdr1的上升边的时间t0迟后对应于1/3开关周期的一时间间隔的时间t2处相交。在时间t2，第二驱动信号Vdr2被启动，如图14-(c)所示。图14-(d)说明了第三和第四电容器51和52的电压Vc3和Vc4的波形。由于放电电流的幅值被设定为充电电流幅值的两倍，电压Vc3和Vc4在比第二驱动信号Vdr2的上升边的时间t2迟后一对应于1/3开关周期的时间间隔的时间t4处相交。在时间t4，第三驱动信号Vdr3被启动，如图14-(e)所示。
结果，升压变换器10b、20和30的输入电流Ii1、Ii2和Ii3的波形变成如图14-(f)所示。输入电流Ii或Ii1、Ii2和Ii3的和具有一带有减少波纹的波形，如图14-(g)所示。另一方面，流过各升压变换器10b、20和30的二极管的电流Id1、Id2和Id3的波形变成如图14-(h)所示。待被提供给输出电容器2的充电电流IC或Id1、Id2和Id3之和具有一带有减少的波纹的波形，如图14-(i)所示。
而且，如图8所示的第二示例中相同的方法，该第一升压变换器10b是一振铃扼流圈变换器且开关频率依据输入/输出条件是可变的。在第四示例中，即使当开关频率改变时，通过改变第一至第四电容器41、42、51、和52的电压Vc1至Vc4的幅值，各开关变换器中的相位差可被保持在一等于1/3开关周期的值上。
如可从第四示例的描述中理解到，如果放电电流的幅值被设定为充电电流幅值的A倍，则相位差可被设定为1/(1+A)个开关周期。
这里，假定升压变换器数表示为N。在图13中，由于N＝3，A被设定为2及相位差被设定为1/3个开关周期。易于理解，如果N＝4，则A可被设定为3及相位差可被设定为1/4个开关周期。而且，如果N＝5，则A可被设定为4及相位差可被设定为1/5个开关周期。进而A可被设定为1.5且相位差可被设定为2/5个开关周期。还有，如果附加地提供例如在图11中所示的第三示例中所提供的一快速充电器，A可被设定为一小于1的值。因此，当N＝3时，A可被设定为0.5且相位差也可被设定为2/3个开关周期。
以上关系可被概括如下，在包括N个升压变换器的一交错的开关变换器电路中，如果A被设定为等于N/n-1，则各升压变换器可以对应于n/N个开关周期的相位差被开关。这里，n为一小于N的自然数并相对于N是素的，或是一等于或小于N/2的自然数。当n是一小于N的自然数并相对于N是素的时，(N/n-1)＝2/5、7/5、2、3、5/3、3/2、5/2…等。另一方面，当n是等于或小于N/2的自然数时，(N/n-1)＝3、7/2、4…等。
在上述第一至第四示例中，自各升压变换器分离地提供各充电器/放电器。替换地，如果这些充电器/放电器与除第一控制驱动器外的第二(第三等等)控制驱动器集成在一起，则可以较低成本形成具有更广阔用途的一交错的开关变换器电路。
示例5图15示出了本发明的第五示例中的一交错的开关变换器电路的电路构成。该第五示例的交错的开关变换器电路包括两升压变换器并用作为功率因数提高变换器电路。
在图15中，该交错的开关变换器电路包括一输入交流(AC)电源100；一输入滤波器101；一桥式二极管102；一输出电容器2；一负载3；一电压检测器4；及第一升压变换器10C。该电压检测器4检测自输出电容器2提供给负载3的输出DC电压。并输出表示通过比较该DC电压与一基准电压所得到的结果的电压信号Ve。
第一升压变换器10c包括第一扼流线圈11、第一开关12；第一二极管13；第一控制驱动器140；及第一电流检测器15。为第一扼流线圈11附加地提供一复位检测绕组111且该绕组被连接至第一控制驱动器140。第一电流检测器15检测流过第一开关12的电流，从而输出第一电流信号Vi1给第一控制驱动器140。第一控制驱动器140不仅输出用于接通/断开第一开关12的第一驱动信号Vdr1，而且还输出以下将叙述的基准电流信号Vii。
该交错的开关变换器电路还包括一第二升压变换器20’。该第二升压变换器20’包括第二扼流线圈21；第二开关22；第二二极管23；第二控制驱动器240；和第二电流检测器25。该第二电流检测器25检测流过第二开关22的电流，从而输出第二电流信号Vi2给第二控制驱动器240。第二控制驱动器240输出第二驱动信号，从而接通/断开第二开关22。
在第五示例中，从一AC电源100提供一AC电压并通过变换该AC电压而得到一DC电压。功率因数通过第一和第二控制驱动器140和240而被提高。
图16A和16B分别示出了第一和第二控制驱动器140和240的构成。图17和18示出了第五示例中各信号的波形。
首先，将参照图16A和17描述第一升压变换器10C的工作。如图16A所示，第一控制驱动器140包括一乘法器141；第一比较器142；一电阻器143；一电压电源144；第二比较器145；一反相器146；一NOR元件147；及一Rs触发器148。
假定将桥式二极管102的输出，即输入整流的电压表示为Vi。图17-(a)说明了第一驱动信号Vdr1的波形。在第一驱动信号Vdr1的上升边上，第一开关12被接通，该输入整流的电压Vi被提供给第一扼流线圈11且然后流动线性增大的电流。第一开关12检测这一电流，从而输出该第一电流信号Vi1。
该输入整流的电压Vi与电压信号Ve通过乘法器141被相乘，从而输出基准电流信号Vii。第一比较器142将第一电流信号Vi1的电平与该基准电流信号Vii的电平相比较，并当第一电流信号Vi1的电平超出该基准电流信号Vii的电平时，输出一被启动或升至H电平的信号Vf，如图17-(d)及(e)所示。
该RS触发器148在其复位端子接收该被启动的信号Vf，并撤消其输出，即第一驱动信号Vdr1。响应于其，第一开关12被断开且第一扼流线圈11中存储的能量经第一二极管13被释出给输出电容器2。
已在复位检测绕组111中生成图17-(b)中所示的电压V111。该电压V111经电阻器143被提供给第二比较器145。第二比较器145将电压V111与电压电源44的电压相比较。当存储第一扼流线圈11中的全部能量被释出且第一扼流线圈11和复位检测绕组111的电压被反相时，第二比较器145的输出的电平被从H变至L。反相器146和NOR元件147检测到该下降边，从而输出一单跳脉冲Vck，如图17-(c)所示。RS触发器148在其的设定端子接收该单跳脉冲Vck，并撤消其输出，即第一驱动信号Vdr1。
重复地执行这一操作的升压变换器10C的一开关周期显著地小于自输入AC电源100提供的AC电压的一周期。因此，在开关周期期间的输入整流的电压Vi的变化是可忽略的。在图17-(f)中说明了该输入整流的电压Vi的波形，其中时间轴已被扩展。另一方面，如果电流检测器4的响应频率被设定为明显低于输入AC频率，则电压信号Ve变为在自AC电源100提供的AC电压的一周期期间为不变化的一DC电压。也就是说，由将输入整流的电压Vi和电压信号Ve一起相乘所得到的基准电流信号Vii与输入整流的电压Vi成比例。输入电流Ii1的平均值也与输入整流的电压Vi成正比例。因此，第一升压变换器10C可单独地提高临界模式中的操作的功率因数。这样一能提供临界模式中的功率因数的变换器可有利地消除二极管恢复噪声，但输入电流的峰值及其波纹电流却被不利地增大。因此，这样一单独的变换器不适于要求高功率的用途。
接着，将参照图16B和18描述第二升压变换器20′的工作。如图16B中所示，第二控制驱动器240包括第一比较器241；一反相器242；一异-或非逻辑元件243；第二比较器244；一RS触发器245；一D触发器246；电阻器247至250；晶体管251至254；恒流电源255和256；第一和第二电容器257和258；一AND元件259；一NOR元件260；电阻器261和262；及晶体管263和264。包括第一比较器241、反相器242、异-或非逻辑元件243、第二比较244和RS触发器245的第二控制驱动器240的一部分对应于图3中所示的第二控制驱动器24。另一方面，包括D触发器246、电阻器247和250、晶体管251至254和该恒流电源255和256的第二控制驱动器240的一部分对应于图3中所示的充电器/放电器40。
图18-(a)说明了第一驱动信号Vdr1的波形，及图18-(b)说明了与第一驱动信号Vdr1的上升边同步地被反相的D触发器246的信号V1的波形。晶体管251至254响应于信号V1及信号V1的反相信号V2而被操作。从而对第一和第二电容器257和258进行充电/放电，如图18-(c)所示。
第一比较器241将第一和第二电容器257的电压Vc1和Vc2相互比较，从而输出信号V3，信号V3的电平在这些电压之间的相交处被反相，如图18-(d)所示。信号V1和V3被输入给AND元件259和NOR元件260，它们分别输出信号V6和V7，如图18-(e)和(f)所示。晶体管263响应于信号V6而被接通/断开并使第一电容器257快速放电以使第一电容器257的电压Vc1在其放电期间在电压Vc1和Vc2之间的相交处之后马上降至零电压附近。类似地，晶体管264响应于信号V7而被接通/断开并使第二电容器258快速放电以使第二电容器258的电压Vc2在其放电期间在电压Vc1和Vc2之间的相交处之后马上降至零电压附近。因此，第一和第二电容器257和258的充电总是从零电压附近开始。假设自恒流电源255和256提供的电流幅值相互等同，电压Vc1和Vc2在自第一驱动信号Vdr1的上升边延迟过对应半个开关周期的一时间间隔的时间处相交。
具有一待被反相的输出的反相器242和一异-或非逻辑元件243与信号V3的反相同步地输出一单跳脉冲V4，如图18-(g)所示。RS触发器245在其设定端子上接收该单跳脉冲V4，然而启动其输出，即第二驱动信号Vdr2，从而将第二开关22接通。当第二开关22被接通时，输入整流的电压Vi被提供给第二扼流线圈21且流动自零电压起线性增加的电流。该电流由第二电流检测器25检测，从而输出第二电流信号Vi2。第二电流信号Vi2的电平通过第二比较器244与基准电流信号Vii的电平相比较，如图18-(h)和(i)所示。当第二电流信号Vi2的电平超出基准电流信号Vii的电平时，第二比较器244的输出信号V5被启动，即升至H电平。RS触发器245在其复位端子接收该被启动的信号V5，并撤消其输出，即第二驱动信号Vdr2。图18-(j)说明了第二驱动信号Vdr2的波形。当第二驱动信号Vdr2被撤消时，第二开关22被断开的且存储在第二扼流线圈21中的能量经第二二极管23被释出给输出电容器2。
流过第一和第二扼流线圈11和21的电流的峰值跟随同样的基准电流信号Vii。因此，如果第二扼流线圈21的电感值等于或小于第一扼流线圈11的电感值，则存储在第二扼流线圈21中的能量变化等于或低于存储在第一扼流线圈11中的能量。因此，当在第一驱动信号Vdr1被启动之后，第二驱动信号Vdr2再被启动且上述操作被重复时，存储在第二扼流线圈21中的所有能量已被释出。因此，第二升压变换器20，以与第一升压变换器10C基本相同的开关周期和占空因数进行工作。第一和第二升压变换器10C和20′的输入电流Ii1和Ii2的波形如图18-(k)中所示，其中时间轴被扩展。流过桥式二极管102的输入电流Ii(＝Ii1+Ii2)具有减少的波纹的电流波形，如图18-(1)所示。
示例6本发明的上述第一至第五示例中的交错的开关变换器电路通过将与第一升压变换器的驱动信号的上升边同步地被重复充电和放电的一对电容器的电压进行比较，确定了第二升压变换器的驱动信号的启动点。
这一工作原理可被简单地解释如下，也就是说，可以理解本发明的交错的开关变换器电路在确定第二升压变换器的驱动信号的启动点中，采用了被存储作为一电容器的充电电压的第一升压变换器的驱动信号的周期。
基于这样一观点，可得到本发明的第六示例中的交错的开关变换器电路。
图19示出了本发明的第六示例中的交错的开关变换器电路。该交错的开关变换器电路包括一充电器/放电器300；一峰值保持器302；第一比较器303；及第二控制驱动器310。充电器/放电器300和第二控制驱动器310分别替代图1和8中的充电器/放电器40和第二控制驱动器24。
响应于自第一控制驱动器14a或14b提供的第一驱动信号Vdr1，充电器/放电器300对电容器301进行充电/放电。峰值保持器302保持电容器301的电压Vc的一峰值Ec，并输出一表示峰值Ec的信号302。该峰值Ec通过电阻器304和305被进行了电阻分配，以使电压αEc被提供给第一比较器303。第一比较器303将该电压αEc与电容器301的电压Vc进行比较。如果Vc大于αEc，第一比较器303将一输出信号V303设定在H电平上。另一方面，如果Vc小于αEc，第一比较器303将输出信号V303转换成L电平。当第一比较器303的输出信号V303被从L反转成H时，峰值保持器302被复位。第二控制驱动器310包括，一反相器308；一AND元件309；第二比较器306；及一Rs触发器307。
图20说明了图19中所示的电路中各信号的波形。充电器/放电器300接收第一驱动信号Vdr1，例如图20-(a)中所示，与第一驱动信号Vdr1同步地将电容器301快速放电至零电压附近，且然后以恒定电流对电容器301进行充电。然后，充电器/放电器300重复地执行这样一充电/放电操作。结果，电容器301的电压Vc如图20-(b)中的虚线所示地被改变。峰值保持器302接收电容器301的电压Vc，从而输出表示峰值Ec的信号V302，如图20-(c)所示。当自第一比较器303提供的信号V303被从L反转成H时，如图20-(d)所示。峰值保持器302被复位，如图20-(c)所示。反相器308和AND元件309与自第一比较器303提供的信号V303的上升边同步地输出一单跳脉冲给RS触发器307的设定端子，从而启动第二驱动信号Vdr2。另一方面，当第二电流检测器25提供的第二电流信号Vi2的电平超出自电压检测器4提供的电压信号Ve的电平时，第二比较器306提供被启动的H信号给RS触发器307的复位端子，从而复位该RS触发器307并撤消第二驱动信号Vdr2。
通过重复地执行上述操作，第二升压变换器20可被操作以使被延迟过同第一升压变换器10a或10b的操作相比与一个开关周期一样短的相位差α时间。
在以上叙述中，已说明了包括有多个升压变换器的交错的开关变换器，可替代地，通过使用多个不同类型的开关变换器而不是这些升压变换器，也可实现本发明的交错的开关变换器电路。
从上述描述中可以显现，本发明提供了一种可通过执行一简化的控制而能以一任意的相位差和一可变的开关周期被操作的交错的开关变换器电路。具体地，如果本发明的交错的开关变换器电路被构成使以一临界模式被操作，可克服该模式的有关缺陷(即，由于输入/输出波纹较大，该模式不适用于消耗大量功率的用途)而同时取得了消除作为临界模式的特性的二极管恢复噪声的优点。本发明的这些效果也可适宜地应用于一功率因数提高变换器电路。
本领域的熟练技术人员可在不脱离本发明的范围和精神的前提下容易地作出各种其它的改型。因此，所附权利要求的范围并不限于以上的描述，而应广阔地解释。
权利要求
1.一种交错的开关变换器电路，包括相互平行连接的第一和第二开关变换器；一用于接通/断开第一开关变换器的第一控制驱动器；一充电器/放电器，具有第一和第二电容器并响应于第一开关变换器的接通/断开而交替地对第一和第二电容器进行充电/放电；及一第二控制驱动器，用于与第一和第二电容器的电压之间的差的反相同步地接通/断开第二开关变换器。
2.一种交错的开关变换器电路，包括相互平行连接的第一和第二开关变换器；一第一控制驱动器，产生第一驱动信号用于驱动第一开关变换器的开关；一充电/放电器，具有第一和第二电容器，接收第一驱动信号，并与第一驱动信号同步地交替地对第一和第二电容器进行充电/放电；及一第二控制驱动器，产生第二驱动信号用于驱动第二开关变换器的开关；其中该第二控制驱动器接收第一和第二电容器的电压并与第一和第二电容器的电压间的差的反相同步地产生第二驱动信号。
3.根据权利要求2的一种交错的开关变换器电路，其中该第一开关变换器是一以临界模式工作的开关变换器，在该临界模式中，电流以一连续模式和一非连续模式之间的一边界模式流过一扼流线圈。
4.根据权利要求2的一种交错的开关变换器电路，其中在检测到第一和第二电容器间的电压差的反相后及开始对各第一和第二电容器充电前的一时间间隔内，各第一和第二电容器被放电至零电压或其附近。
5.一种交错的开关变换器电路，包括有相互平行连接的N个开关变换器(N为一等于或大于2的自然数)；一第k个控制驱动器(k也为一自然数且1≤K＜N)，产生第k个驱动信号用于驱动第K个开关变换器的开关；一充电器/放电器，具有第一和第二电容器，接收第K个驱动信号，并与第K个驱动信号同步地交替地对第一和第二电容器进行充电/放电；及一第K+1个控制驱动器，产生第K+1个驱动信号用于驱动第K+1个开关变换器的开关；其中该第K+1个控制驱动器接收第一和第二电容器的电压并与第一和第二电容器的电压间的差的反相同步地产生第K+1个驱动信号。
6.根据权利要求5的一种交错的开关变换器电路，其中由充电器/放电器放电的电流的电平至少大约为充电器/放电器充电的电流的电平的(N/n-1)倍(n为一小于N的自然数并相对于N为素的)直至第一和第二电容器的电压的差被反相。
7.根据权利要求5的一种交错的开关变换器电路，其中由充电器/放电器放电的电流的电平至少大约为由该充电器/放电器充电的电流的电平的(N/n-1)倍(n为一等于或小于N/2的自然数)直至第一和第二电容器的电压间的差被反相。
8.一种交错的开关变换器电路，包括N个相互平行连接的开关变换器(N为一等于或大于2的整数)，一交流输入电压被整流并被输入到各N个开关变换器，各所述开关变换器提供一直流输出电压给一负载；其中第一开关变换器包括第一开关；第一电流检测器，用于检测流过第一开关的电流，从而输出第一电流信号；一电压检测器，用于检测该交错的开关变换器的一输出电压，从而输出一电压信号；及第一控制驱动器，用于输出具有一预定占空因数的第一驱动信号，从而驱动第一开关。及其中第一控制驱动器从通过整流该交流输入电压得到的一输入电压及从该电压信号确定并输出一基准电流信号，并将该第一电流信号与该基准电流信号进行比较，从而确定第一驱动信号的占空因数，及其中一第K个开关变换器(1＜K≤N)包括第K个开关；第K个电流检测器，用于检测流第K个开关的电流，从而输出一第K电流信号；一电压检测器，用于检测该交错的开关变换器的输出电压，从而输出电压信号；及第K个控制驱动器，用于输出第K驱动信号，从而驱动第K个开关。及其中该第K个控制驱动器具有第一和第二电容器，检测第K-1个开关变换器的第K-1驱动信号，与第K-1驱动信号的上升边同步地交替地对第一和第二电容器进行充电/放电，与第一和第二电容器的电压间的差的反相同步地启动第K驱动信号，并将该第K电流信号与该基准电流信号相比较，从而确定第K驱动信号的一占空因数。
9.一种开关变换器控制方法，其中两电容器响应于第一开关变换器的一接通/断开而被交替地充电/放电，及第二开关变换器通过相互比较两电容器的电压而被接通/断开。
10.一种开关变换器控制方法，其中第一开关变换器的一驱动信号的一周期被存储作为一电容器的充电电压，及第二开关变换器的一驱动信号的一周期根据该电容器的充电电压而被确定。
全文摘要
一种交错的开关变换器电路,包括:相互平行连接的第一和第二开关变换器;一用于接通/断开第一开关变换器的第一控制驱动器;一充电器/放电器,具有第一和第二电容器并响应于第一开关变换器的接通/断开而交替地对第一和第二电容器进行充电/放电;及一第二控制驱动器,用于与第一和第二电容器的电压之间的差反相同步地接通/断开第二开关变换器。
文档编号H02M3/158GK1180955SQ9711905
公开日1998年5月6日 申请日期1997年10月17日 优先权日1996年10月17日
发明者石井卓也, 水谷喜夫 申请人:松下电器产业株式会社