在变流器中的电流过零的制作方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及一种功率电子单元，该功率电子单元包括调节器和至少一个具有第一 开关元件和第二开关元件的半桥并且所述功率电子单元在所述两个开关元件之间具有相 电流输出端，在该相电流输出端中，第一开关元件和第二开关元件能以节拍频率以用于切 换时间的推挽模式进行切换，并且在该相电流输出端中，调节器将切换时间和/或节拍频 率作为调整参量来调整，以便在相电流输出端上在随后的切换节拍内提供相电流的预定的 振幅、频率和相位。
【背景技术】
[0002] 用于混合动力车辆和电动车辆的当前的变流器通常使用绝缘栅双极型晶体管 (IGBT)作为半导体。这例如由文献CN 201 781 456 U的摘要得知。具有双向的半导 体元件、例如金属-氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET)的变流器通常很少使用，因为 MOSFET连接电桥仅能实现比IGBT桥小的电压的变流器。因此，MOSFET变流器在其有效功 率方面被限制，并且IBGT变流器就此在电子技术的多个领域内是优选的，例如参见文献DE 10138751 A1。然而，在非常高的频率（>20kHz)时，与IGBT相比，MOSEFT的构件特性产生 积极影响。
[0003] 传统的变流器包括本领域技术人员已知的B6桥。三个半桥之一的两个开关从不 在相同的时刻接通。因此，存在停滞时间，该停滞时间确保开关可以可靠地接通输入电压并 且不出现（ausbleiben)半桥短路。此外，在导通时产生在半导体上的电压降，所述电压降 可能对变流器的运行特性产生不利影响。
【发明内容】
[0004] 本发明的任务在于，描述一种经改善的功率电子单元。
[0005] 该任务通过按照权利要求1所述的功率电子单元来解决。
[0006] 本发明的有利的实施形式和进一步扩展方案由从属权利要求得出。
[0007] 按照本发明，相电流在相电流输出端上的振幅、频率和相位是可预测的，所预测的 相电流的方向用作调节器的观测参量并且调节器根据所预测的相电流的方向确定用于随 后的切换节拍的切换时间。
[0008] 调节器处于调节回路中并且在所述两个开关元件上确定要调节的切换时间。由 于技术所决定地，在确定切换时间的时刻和接通所述两个开关元件的时刻之间存在时间延 迟。这意味着，在调整各开关的所确定的切换时间的时刻，实际的相电流不等于如下相电 流，该相电流在确定切换时间的时刻是实际的相电流。相电流的该提前或者确定要调节的 切换时间的确定对于在时间上随后的切换节拍的滞后能通过在时间上预先计算在调整开 关的时刻存在的实际的相电流来补偿，并且在本文献中被称为预测。因此，所述预测涉及预 测时间段，其中，预测时间段基本上等于在调节器的调节回路中的数据处理时间段并且所 述预测时间段描述了确定要调节的切换时间的滞后的在时间大小。
[0009] 本发明的优选的变型方案通过如下方式给出，即，可对于所预测的相电流的正方 向调整第一切换时间，并且可对于所预测的相电流的负方向调整第二切换时间。
[0010] 因此，所确定的切换时间与所预测的相电流的方向有关。因此，可以在功率电子单 元中考虑与电流方向有关的电压降。
[0011] 此外，有利的是，能借助于电流预测确定零节拍，相电流在零节拍内更换电流方 向。
[0012] 在没有普遍性限制的情况下，功率电子单元经常输出交变电流信号。相电流作为 变量必然在确定的时刻呈现数值零，其落入到确定的切换节拍中。所述切换节拍被称为零 节拍。
[0013] 按照本发明的一种实施形式，对于零节拍，所确定的切换时间处于第一切换时间 和第二切换时间之间。
[0014] 这意味着，对于零节拍的所确定的切换时间是在用于正相电流的第一切换时间之 间并且在用于负相电流的第二切换时间之间的混合形式。
[0015] 按照本发明的一种优选的实施形式，所述功率电子单元被如下系统所包括，该系 统也包括电机并且在该系统中功率电子单元的相电流基本上用作用于驱动电机的转子的 输入电流并且预测基本上基于转子在预测时间段期间的转动。
[0016]本发明基于以下阐述的考虑：
[0017] 用于混合动力车辆和电动车辆的当前的变流器通常使用IGBT作为半导体开关。 通常情况下不使用MOSFET变流器，因为MOSFET仅能实现切换较小电压。由此，变流器在其 有效功率方面被限制。然而，MOSFET的耐压强度已经强烈增加并且车辆的混合式设计在小 功率范围内（如例如对于用于内燃机的起动或者用于电气行驶的扩展的48V车载网络为约 10kW)是切合实际的。
[0018] 传统的变流器包括B6桥。对此不利的是，桥的所述两个开关从不允许在相同的时 刻接通，以便阻止输入端直流电压的短路。因此，存在停滞时间，以便开关能够可靠地切换 直流电压（大多数以中间电路电压U ZK的形式给出）。此外，对发出的交变电流的品质不利 地出现在半导体和电路的连接半导体的开关元件上的电压降。
[0019] 按照现有技术，在MOSFET变流器中仅不充分地考虑在变流器的组件上的电压降。 由此，变流器将与实际的预定值不同的电压施加到机器中。由于相电流的符号更换，各个相 大约要么固定在U ZK上要么固定在电接地上。由此，在机器中产生电流高次谐波并且不产生 纯的正弦形的交变电流相。在此，5次和7次谐波在电流中是显著的并且因此6次谐波在转 动力矩中是显著的。在这里未要详细地阐述的Clark-Park变换作为数学转动变换基于在 5次频率和7次频率的进入到电机中的电流高次谐波与在机器输出端的6次机械波之间的 联系。这些高次谐波导致不希望的转动力矩波动。因为所述谐波类似于在电流中的无功电 流分量起作用，所以所述谐波引起在机器中和在变流器中附加的功率损耗。在此，在MOSFET 变流器中的停滞时间过程明显与在IGBT变流器中的停滞时间过程相区别，因为MOSFET作 为开关不同于IGBT地沿两个方向传导电流并且显示不同的构件特性。
[0020] 较复杂的调节器在确定切换时间时考虑相电流的符号并且必要时考虑在变流器 中与相应符号关联的电压降，在较复杂的调节器中在恰好如下节拍中调整开关时发生不利 的错误，在所述节拍中更换相电流的符号。
[0021] 因此，提出通过能按软件方式使用的措施在具有符号更换的切换节拍中改善变流 器的切换时间。
[0022] 这点关系到更平滑的转动力矩和因此电机在震动、振动和电机的声学方面的更平 稳的特性。
【附图说明】
[0023] 以下借助附图描述本发明的优选的实施例。由此得出本发明的其他细节、优选的 实施形式和进一步扩展方案。相同的附图标记描述相同的技术特征。图