，而两个电容的连接点分别连接两个二 极管Dll与D14的连接点。
[0074] W第一相为例:顶端子模块化-Ml每相由四个可控开关511、51-1、514、51-4串联组 成，可控开关间，上一可控开关的发射极17与下一可控开关的集电极16相连，但可控开关 Sll的集电极16与电源的正极P相连，可控开关S1-4的发射极17与电容C12的负极相连。可控 开关SlUSl-I的连接点和可控开关S14、Sl-4的连接点分别引线连接两个串联的二极管Dll 和D14,两个二极管Dll和D14的连接点与电容Cll和C12的连接点相连，可控开关Sl-I的发射 极引出一号端子10。其他两相的连接方式与之类似。
【具体实施方式】 [0075] =、结合图3说明本，本是 一的进一步限定：
[0076] 底端子模块化-M5也为S相的中点巧位S电平电路，具有下列特征：有两个电容 C51和巧4,其中电容巧4的负极与直流电源的负极N相连，而两个电容的连接点分别连接两 个二极管D51与D54的连接点。
[0077] W第一相为例:底端子模块化-M5每相由四个可控开关551、55-1、554、55-4串联组 成，可控开关间，上一可控开关的发射极17与下一可控开关的集电极16相连，但可控开关 S51的集电极16与电容巧1的正极相连，可控开关S5-4的发射极17与直流电源的负极N相连。 可控开关S5US5-1的连接点和可控开关S54、S5-4的连接点分别引线连接两个串联的二极 管D51和D54,两个二极管D51和D54的连接点与电容巧1和巧4的连接点相连，可控开关S5-1 的发射极引出四号端子13。其他两相的连接方式与之类似。
【具体实施方式】 [0078] 四、结合图4说明本，本是 一的进一步限定：
[0079] 中间模块组8中，第一相的中间子模块化-M3为两电平结构，其中可控开关S31的集 电极16与一号电抗器1相连，可控开关S32的发射极17与二号电抗器2相连，上下可控开关 S31和S32的连接点引出输出端子曰。其他两相的连接方式与之类似。
【具体实施方式】 [0080] 五、结合图5说明本，本是 一的进一步限定：
[0081] 上桥臂的两电平普通一号子模块化-M2中，W第一相为例，上桥臂的两电平子模块 化-M2的可控开关S21的集电极16与S电平的顶端子模块化-Ml的输出端10相连，或与上一 个两电平的普通一号子模块化-M2相连接，可控开关S21的发射极17与下一个两电平的普通 二号子模块化-M2相连，或与一号电抗器1相连接。
【具体实施方式】 [0082] 六、结合图6说明本，本是 一的进一步限定：
[0083]第一相下桥臂的两电平普通一号子模块化-M4的可控开关S42的集电极16与上一 个两电平的普通二号子模块化-M4相连，或与二号电抗器2相连接;可控开关S42的发射极17 与S电平的底端子模块化-M5的输出端13相连，或与下一个两电平的普通二号子模块化-M4 相连接。其他两相的连接方式与之类似。
【具体实施方式】 [0084] 屯、结合图8说明本，本是 一的进一步限定：
[0085] 图8为顶端模块组7省去四个电容的简化结构示意图。由于S个顶端子模块化-Ml 互相并联构成类似=相逆变桥结构的顶端模块组7,又由传统=相逆变桥结构可知电容 012、(：13、(：15、(：16可省去，因此简化的顶端子模块也是适用的。简化的顶端模块组7能够减 少4个电容，降低换流器的体积，但是会牺牲顶端模块组7的模块化的结构，一旦任意可控开 关损坏都需要整体更换简化的顶端子模块。
【具体实施方式】 [0086] 八、结合图9说明本，本是 一的进一步限定：
[0087] 图9为底端模块组9省去四个电容的简化结构示意图。由于S个底端子模块化-M5 互相并联构成类似=相逆变桥结构的底端模块组9,又由传统=相逆变桥结构可知电容 052、〔53^55^56可省去，因此简化的底端子模块也是适用的。简化的底端模块组9能够减 少4个电容，降低换流器的体积，但是会牺牲底端模块组9的模块化的结构，一旦任意可控开 关损坏都需要整体更换简化的底端子模块。
[0088]
【具体实施方式】九、结合图10说明本【具体实施方式】，本【具体实施方式】是具体实施方 式一的进一步限定：
[0089] 图10至图12为其他常见的S电平结构的子模块，也可作为顶端子模块化-Ml或底 端子模块化-M5进行应用。
[0090] 图10为飞跨电容型=电平子模块，图11和图12为两种新型的=电平子模块。可根 据不同的应用需求选取不同的S电平子模块作为顶端子模块化-Ml和底端子模块化-M5。
[0091] 针对本发明电容电压波动较小且更适用于电机驱动场合的特性进行详细说明：
[0092] 由于顶端子模块化-Ml与底端子模块化-M5的S相无功功率之和为零，顶端子模块 化-Ml与底端子模块化-M5中的电容波动量理论值为零。
[0093] 并且，在中间模块组8的中间子模块(2L-M3)中，根据流入中间子模块化-M3电容的 电压电流可W得到其瞬时功率为
[009引其中，Uc, ic分别为中间子模块化-M3的瞬时电容电压，m为调制比，I。为换流器输出 电流的幅值，U。为中间子模块化-M3电容电压的直流分量，《为角频率，f为相位。而该式可 得，中间模块组8中的波动主要成分为二倍频成分，不含传统子模块中的基频波动，因此中 间模块组能部分减小电容电压波动。
[0096] 在其他普通一号子模块化-M2和普通二号子模块化-M4中，由于顶端子模块化-Ml、 中间子模块化-M3和底端子模块化-M5的波动显著降低，桥臂间能量的不均衡显著降低，因 此环流相应降低，普通一号子模块化-M2和普通二号子模块化-M4中的电压波动也会相应降 低。
[0097] 因此，相对于传统模块化多电平换流器和已有的改进型拓扑，本发明的拓扑能显 著降低电容电压波动总量。
[0098] 下面对本发明的电容电压进行定量分析说明本发明具有降低电容电压波动的能 力，更适于电机驱动场合。
[0099] 在两电平的普通子模块(2L-M2)和(2L-M4)中，基频电容电压波动为：
[0101]而二倍频电容电压波动为：
[0103] 可见，基频电容电压波动约为二倍频电容电压波动的二倍，即：
[0104] A 化1 = 2 A 化2
[0105] 在中间子模块化-M3中，根据上文分析，由于不含基频电容电压波动，只含二倍频 电容电压波动，电容电压波动约为：
[01 06] A Uc2_2L-M3 = 2 A Uc2
[0107] 基于W上分析，可W得到在不同模块化多电平换流器中，单相换流器的电容电压 总波动量A化与输出电平数k的关系，见表1。
[0108] 表1不同换流器中单相电容电压总波动量与输出电平数的关系表
[0109]
[0111]当上述S种已有拓扑与本发明的拓扑W相同频率(f = 50化)运行时，单相电容电 压总波动量A化与输出电压电平数k的关系如图13所示。可W看出，当工作频率相同时，本 发明比现有=种拓扑的电容电压波动都小。
[0112] 而当输出电压的电平数k相同k = 5时，比较现有S种拓扑与本发明的单相电容电 压总波动量A化在不同工作频率f下关系如图14所示。可W看出，四种拓扑的电容电压波动 均随工作频率的降低而升高，但在各个频率工作点，本发明的电容电压波动的总量仍小于 其他=种现有拓扑。
[0113] 针对本发明相对于传统模块化多电平换流器能降低电容的容量做具体说明：
[0114] 根据子模块中电容容量关系式：
[0116] 其中，A Wm化)为每个子模块的能量波动，e为子模块电压纹波系数，Uc为电容电压 平均值，C