一种lcl型并网逆变器的快速鲁棒单电流反馈控制方法
【技术领域】
[0001 ]本发明涉及PffM逆变控制及其新能源领域，具体是一种LCL型并网逆变器的快速鲁 棒单电流反馈控制方法。
【背景技术】
[0002] 并网逆变器作为连接分布式能源与公共电网的核心装置，在分布式发电系统起着 至关重要的作用。其输出滤波器采用LCL型滤波器，可有效抑制逆变器输出的高频谐波，降 低滤波器的体积与质量，在工程中具有重要应用价值。然而，LCL滤波器是一个低阻尼三阶 系统，存在谐振问题，容易导致并网逆变器不稳定，现在有大量文献探讨并解决LCL型并网 逆变器的谐振问题，主要包括电容支路串电阻的无源阻尼方法，基于电容电流反馈、电容电 压反馈、多状态变量组合反馈或者并网电流反馈等有源阻尼方法，上述方法都可以抑制LCL 谐振尖峰，但有源阻尼相较于无源阻尼方法，其实现方式灵活多变，并且无需额外功耗，在 工程应用中更具有优势。并网电流反馈有源阻尼方法因仅需并网电流传感器，不但减小硬 件成本，而且提高系统的可靠性。其中基于高通滤波器的GFCAD控制方法更是由于实现简单 且未引入噪音干扰而获得广泛研究和应用，但是并没有研究分析控制系统延时对该策略的 影响。
[0003] 并网逆变器在数字控制下将存在固有的控制延时，其对有源阻尼效果的影响较 大，且会改变其等效虚拟阻尼电阻的大小和正负方向。而虚拟电阻在LCL谐振频率处的特性 是至关重要的，直接关系逆变器的工作性能。电网阻抗引起的鲁棒性问题，根本原因是有源 阻尼方法所等效的阻尼电阻在LCL谐振频率的设计范围存在等于0的情况，而这一特性是由 系统控制延时产生的，为解决上述有源阻尼通用的鲁棒性问题，可以通过采用预测电流技 术、修改采样时刻或者修改脉宽调制方式来减少或消除系统的控制延时。其中：1)预测电流 控制技术所采用的神经网络估计器、模糊控制器和自适应误差校正控制器等方法相对复 杂，实施于并网发电工程上存在较大难度。2)修改采样方式所采用的即时采样及多次采样 等方法，通过缩短采样时刻与占空比更新时刻之间的时间间隔，从而减小计算延时。但受采 样延时的限制，无法实现占空比〇到1的全范围变化；同时修改采样方式容易引入开关纹波 和高频的开关噪声，影响控制系统的正常工作。3)修改脉宽调制方式所采用的双极性模式、 双采样模式实时运算方法，不但能够完全消除一拍滞后的控制延时，而且能够不受占空比 限制，但其要求采样延时及其占空比计算的时间不高于0.25倍开关周期，增加了工程上的 应用难度。
【发明内容】
[0004] 本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，分析了控制延时对并网逆变 器系统的稳定性影响，提供一种LCL型并网逆变器快速鲁棒单电流反馈控制方法，解决并网 逆变器在数字控制下会存在固有的控制延时以及会改变等效虚拟阻尼电阻的大小和正负 方向的问题，完全消除并网电流外环和有源阻尼内环一拍滞后的计算延时，并允许0.5倍开 关周期的采样和占空比计算时间，同时解决目前LCL型并网逆变器需要额外传感器或者引 入单电流反馈参数不易选取的问题。
[0005] 为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是:一种LCL型并网逆变器的快速 鲁棒单电流反馈控制方法，该方法包括：
[0006] 1)在每个采样周期的起始点，LCL型并网逆变器的A/D采样电路对电网电压Ug，并 网电流i g，滤波电容电压u。和LCL型并网逆变器的逆变电路直流侧电容电压Ud。分别进行采 样，并将采样数据送给LCL型并网逆变器的控制模块处理；
[0007] 2)并网电流"经过基于高通滤波器的并网电流反馈有源阻尼模块得到控制信号 m;基于高通滤波器的并网电流反馈有源阻尼模块Gv(S)的表达式为
其中， ω d、Kd分别为高通滤波器的截止角频率和增益，s = j ω，j是虚部单位符号；
[0008] 3)并网电流"与给定并网电流指令信号作差得到信号e1;
[0009] 4)信号ei经过并网电流准谐振控制器得到控制信号U2;并网电流准谐振控制器G (s)的表达式为：
[0010]
[0011] 其中，KdPKr分别为准谐振PR控制器的比例系数和谐振增益，COr为截止频率；ω〇 为基波角频率；
[0012] 5)控制信号m和控制信号1!2作差得到LCL型并网逆变器控制信号Ud;
[0013] 6)LCL型并网逆变器控制信号Ud和载波Utri经过快速鲁棒PWM调制方法，得到LCL型 并网逆变器的占空比d;占空比d经LCL型并网逆变器的驱动保护电路，控制逆变电路开关管 的开通与关断;快速鲁棒PWM调制方法分为两个阶段实现:1)在开机运行初始阶段，即0时刻 到kTs时刻，采用PWM调制，在载波波谷处装载上一个开关周期的调制信号d(i-l);2)LCL型 并网逆变器运行的第二阶段，即kT s以后，两次装载占空比信号，装载位置分别位于载波的 波谷和波峰的位置，在载波波谷处装载占空比Di(k+i)，在载波波峰处装载占空比D(k+i)， 并且满MDKk+i) =D(k+i-l)，并优先执行AD采样与HVM调制信号计算，在0.5TS前完成占空 比计算，T S为开关周期。
[0014] 所述步骤6)中，对第k+i个开关周期（i = 2，3，4···)，在各自的载波波谷处装载占空 KDKk+i)，载波波峰处装载占空比D(k+i)，并且满足：
[0015] Di(k+i) = D(k+i-l)；
[0016] D(k+i)=2[d(k+i)-0.5Di(k+i)]；
[0017] 上式中，DKk+i)为在第k+i个开关周期，其中i 2 2,载波波谷处装载的占空比，D(k +i-1)为在第k+i-1个开关周期载波波峰处装载的占空比，D(k+i)为在第k+i个开关周期载 波波峰处装载的占空比，d(k+i)为第k+i个开关周期的占空比，由于0<D(k+iHl，那么第k +i个开关周期的占空比d(k+i)应满足以下的条件：
[0018] 〇.5D(k+i-l) <d(k+i) < 0.5+0.5D(k+i-l)
[0019] 可知，d(k+i)-定程度上受限于上个开关周期波峰处装载的D(k+i-l)，其占空比 不能实现0到1间变化。为了消除D(k+i-l)对d(k+i)的限制，在载波波谷重新设SDKk+i)的 装载值，从而解除D(k+i-l)同d(k+i)的親合。
[0020] 其中波谷处装载的占空比rn(k+i)有以下三种情况：
[0021]
[0022] 其中，D(k+i_l)为第k+i-Ι个开关周期载波波峰处装载的占空比，DKk+i)为第k+i 个开关周期载波波谷处装载的占空比d(k+i-l)为第k+i-1个开关周期的占空比，Adcipt为占 空比偏移量。
[0023] 并网逆变器采用双极性PffM模式，其调制波为正弦波，并于电网电压同频同相，当d = 0.5,其实际调制信号等于0,当d>0.5,其调制波处于正半周，当d〈0.5,其调制波处于负半 周。
[0024]当调制波为处在正半周期，设置m(k+i-l) = l，此时占空比范围为：
[0025] 〇.5<d(k+i) < 1；
[0026] 当调制波处在负半周，设置DKk+i-l)=。，此时占空比的范围为：
[0027] 〇<d(k+i) <0.5；
[0028] 由于调制波与电网电压波形同频同相，并网电流波形在某时刻突变，只改变其大 小而非方向，所以占空比d(k+i)的取值范围为：
[0029] 〇<d(k+i) < 1；
[0030] 因此在逆变器动态运行时，没有引入占空比的限制，从而大大提高系统的动态性 能。
[0031] 与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为:针对数字控制下的固有控制延时 会使得有源阻尼方法所等效的阻抗与电网阻抗存在耦合，电网阻抗的宽范围变化极有可能 造成系统无法稳定运行，以及并网逆变器对电网阻抗鲁棒性差的问题，本发明采用快速鲁 棒单电流反馈策略，采用单电流反馈控制方法和快速鲁棒PWM控制方法，通过引入单电流反 馈控制，减小传感器的数量，提高系统的稳定性，通过PWM控制方法，在不引入占空比限制的 情况下，完全消除并网电流外环和有源阻尼内环一拍滞后的计算延时，满足等效阻尼电阻 的正负分界频率高于LCL谐振频率设计范围的要求，从而大大提高了并网逆变器的鲁棒性 和动态性能。本发明的快速鲁棒单电流反馈方法，增加了系统阻尼，抑制LCL滤波器的谐振 尖峰，并给出了优化的参数选择方法，将单电流反馈系数降为单一变量，解决了目前LCL型 并网逆变器需要额外传感器或者引入单电流反馈参数不易选取的问题，完全消除了并网电 流外环和有源阻尼内环一拍滞后的计算延时，允许0.5倍开关周期的采样和占空比计算时 间，提尚了系统可靠性和动态性。
【附图说明】
[0032] 图1为本发明一实施例LCL型并网逆变器控制结构图；
[0033] 图2为本发明一实施例LCL型并网逆变器的快速鲁棒单电流反馈控制框图；
[0034] 图3为本发明一实施例LCL型并网逆变器的快速鲁棒PffM控制设计方案示意图；
[0035] 图4为本发明一实施快速鲁棒PffM控制方法流程图；
[0036] 图5为本发明一实施例电网电压us和网测电流ig仿真波形；
[0037] 图6为本发明实施例心（ω )的频率特性示意图；
[0038] 图7为本发明实施例c〇4PRg( ω )的分界频率之间的关系图；
[0039] 图8为本发明方法稳定裕度示意图。
【具体实施方式】
[0040] 如图1所示，单相光伏LCL型并网逆变器包括升压电路、逆变电路、LCL滤波电路、A/ D采样电路、控制器DSP2812、驱动保护电路，所述光伏阵列、升压斩波电路、逆变电路、LCL滤 波电路、电网依次连接;所述光伏阵列输出电压为IV，光伏阵列输出电流为I pv;所述A/D采 样电路输入端与所述LCL滤波电路连接;所述升压电路由电容Cpv、电感Lo、二极管VDo、绝缘 栅双极型晶体管（IGBT) Qo组成，其中流过电感Lo的电流为Ilo ;所述逆变电路由逆变器直流 侧电容Cdc^P绝缘栅双极型晶体管（IGBT)SlS^ S3及S4组成;所述控制器DSP2812与所述驱动 保护电路输入端、A/D采样电路输出端连接;所述LCL滤波电路由电感1^、电感L 2以及电容C组 成，RjPR2分别为滤波电感"和!^的寄生电阻;所述驱动保护电路驱动所述逆变电路。逆变 电路与LCL滤波电路连接，DSP控制器分别与A/D采样电路、驱动保护电路连接，驱动保护电 路与整流电路的开关管连接。驱动保护电路的输出控制逆变电路中开关管的通断。电感L 1 和电感1^及其电容C组成单相光伏并网逆变器的滤波电路，用来滤除并网电流的高次谐波， 具有显著的衰减作用。k为流过电感L 1的电流，Zg为电网阻抗，Udc为逆变电路直流侧电容电 压，i g为并网电流，Ug为电网电压。
[0041 ]本发明的LCL型并网逆变器的快速鲁棒单电流反馈控制方法如下：
[0042] 1)在每个采样周期的起始点，LCL型并网逆变器的A/D采样电路对电网电压Ug，并 网电流i g，滤波电容电压u。及逆变电路直流侧电容电压Ud。分别进行采样，并将采样数据送 给控制模块处理；
[0043] 2)并