非线性失真发生器的制作方法

专利名称：非线性失真发生器的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及采用放大装置的通信系统。本发明具体涉及用于与放大器，光检测器或激光器直列耦合、以便使由放大造成的信号失真最小的非线性预失真或后失真发生器。
当一系列放大器在一个信号传输路径上级联时，例如在一个CATV传输系统中的一系列RF放大器，使失真最小是尤其重要的。贯穿一个CATV传输系统设置的多个RF放大器周期性地放大所发送的信号，以抵消电缆衰减和由无源CATV部件(例如信号分配器和均衡器)引起的衰减。RF放大器还用于保持希望的载波对噪声比率。由于一个给定CATV传输系统中使用的RF放大器的数目，每个RF放大器必须对发送的信号提供最小降级。
很多放大器要经受大范围的环境操作温度。这些温度变化可能影响放大器内的某些电子部件的工作特性，从而导致附加失真。通信环境中的很多放大器应用通常要经受-40℃到+85℃的温度范围。为了保证在操作带宽上的一贯性能，并为了使产生的失真最小，必须把放大器设计为用于宽范围的环境操作温度。
主要关注的由放大器产生的失真是二阶(偶)和三阶(奇)谐波互调和失真。由于在整个带宽上保持相同的幅度和180°相位关系时会发生最大二阶抵消，现有技术放大器设计试图通过采用推挽放大器布局来改善偶次失真的影响。通过匹配有源器件的工作特性在两个推挽部分中得到相同增益，从而实现上述效果。
但是，奇次失真难以补救。放大器的奇次失真特性表现为放大信号上的交叉调制(X-mod)和复合三拍(composite triplebeat)(CTB)失真。当一个正在发送的信道的调制内容干扰一个相邻或非相邻信道并成为其一部分时，发生X-mod。因为载波通常是在频率带宽中等距分布的，CTB的产生原因是，在每个载波附近发生的三个频率的载波的组合。在上述两种失真中，在增加一个给定CATV系统上信道的数目时，CTB会造成更多问题。虽然X-mod失真也与信道数目成比例增加，由于发送信道的总数量中的可用组合数量的增加而导致CTB的可能性更加显著。在由一个通信系统发送的信道的数目增加，或者信道相互靠近时，奇次失真成为放大器性能的限制因素。
有三种基本方式来校正由非线性器件(NLD)产生的失真1)减小信号功率电平；2)使用前馈技术；和3)使用预失真或后失真技术。第一种方法减小信号功率电平，以使得NLD工作在其线性区域。但是，在RF放大器的情况下，这造成在非常高功耗下得到低RF输出功率。
第二种方法是前馈技术。使用这种技术，对主放大电路的输入信号进行抽样并与输出信号比较以确定信号之间的差别。根据该差别，提取失真分量。然后由一个辅助放大电路放大该失真分量，并与主放大电路的输出组合，使得两个失真分量相互抵消。尽管这改善了放大器的失真特性，但是辅助放大电路所消耗的功率与主放大电路消耗的功率相当。而且，这种电路很复杂并且对温度非常敏感。
第三种方法是预失真或后失真技术。依据补偿失真信号在非线性器件之前还是之后产生，使用相应项的预失真或后失真。在这种技术中，估算并产生与放大器所产生的失真分量的幅度相同而相位相反的失真信号。在放大器的输入(用于预失真)或输出(用于后失真)使用该信号来抵消失真，从而改善放大器的工作特性。
在美国专利No.5,703,530中公开的如

图1所示的这样一种失真设计依赖于一个传统π衰减网络和一个用于增益补偿的延迟线；和一个与延迟线耦合的二极管对，用于失真和相位补偿。该电路产生与放大器所引入的失真的幅度相同而相位相反的失真。图2和3中显示了由失真发生器贡献的失真和由放大器表现的失真的曲线图。如图所示，失真信号补偿了由放大器产生的失真。但是，延迟线的这种使用方式是不切实际的，因为延迟线的物理尺寸很大，难以调整，并且其结果在一个宽频率范围内不是一致的。此外，校正补偿同时需要幅度和相位信息。’530专利还指出其所公开的系统对于某些应用(例如CATV RF放大器的预失真)不是理想的，因为失真电路会引入过度的损耗。
美国专利No.5,798,854中公开的直列预失真设计通过向NLD产生的失真施加一个幅度相同而相位相反的预失真信号来提供NLD的补偿。但是，其中公开的电路与NLD不匹配。此外，’854专利提出了一种设计，这种设计在现有技术中是典型的，对于二极管使用高阻抗偏置。这将降低校正效率并增加温度对电路的影响。
因此，需要一种抵消由NLD产生的失真的简单失真发生器。该电路不应引入附加的信号延迟，并且应该在宽频率带宽和宽环境温度范围上操作。
本发明是一种直列预失真或后失真发生器，用于与一个NLD直列耦合以产生一个输出信号，该输出信号具有有用的幅度，但是具有低的复合三拍和交叉调制失真。该失真发生器包括一个瞬控非线性衰减器，其使用流过一对二极管的非线性电流来在整个频率带宽上提供适当数量的信号衰减。该失真发生器电路总是匹配于NLD，从而保证一个可预测的和预先定义的频率响应。该失真发生器还包括一个温度补偿电路以保证在一个宽温度范围内的一致操作。
因此，本发明的目的是提供一种温度补偿失真发生器，其使得由诸如RF放大器，激光二极管或光电检测器之类的NLD所表现的交叉调制和复合三拍失真最小。
在阅读了优选实施例的详细说明后，本领域技术人员可以对本发明的其它目的和优点有更清楚的理解。
图2是使用来自图1所示现有技术失真发生器的输出和一个RF放大器的效果的组合曲线图。
图3是使用来自图1所示现有技术失真发生器的输出和一个RF放大器的效果的组合曲线图。
图4是π衰减器的示意图。
图5是由输入电压造成的二极管非线性电流的信号图。
图6是本发明的失真发生器的优选实施例的示意图。
图7是温度补偿电路的示意图。
优选实施例的说明下面将参考附图对本发明的优选实施例进行说明，在附图中相同标号代表相同单元。尽管为了便于解释，所描述的本发明优选实施例与一个RF放大器耦合，但是本领域技术人员应该认识到，这种失真发生器也可以用于补偿激光发射机、光检测器和在宽频率范围内操作的其它电子部件中的失真。此处的描述不是为了限制，而是起说明性作用。
下面将参考图4对本发明进行说明，其中显示了一个π衰减器网络20。网络20包括电阻器Z1，R1，R2，R3，Z0，Rp的一个选择配置。信号源在信号输入30输入，衰减器网络20的输出在输出95的两端。Z1是内部阻抗的源，其应该等于从输出95两端看到的系统阻抗Z0，在本发明用于CATV系统的一个实施例中，阻抗值Z1和Z0等于75欧姆。三个电阻R1，R2，R3形成一个π衰减器配置。优选地，电阻R2和R3的值(Y)相等，并且实质上大于电阻R1的值(X)。电阻Rp与电阻R1并联。
本领域技术人员可以认识到，在满足以下条件时X＝2Z02Y/(Y2-Z02)等式(1)从DC到甚高频，衰减器网络20在输入和输出匹配。作为衰减器的一个例子，当X＝7.5，Y＝1.5K时，衰减器网络20的功率衰减A是 在Z0＜＜Y的条件下， (当X＝7.5，Y＝1.5K的情况) A(dB)＝10lgA等式(4)当X＝7.5，Y＝1.5K时， 这意味着衰减器网络20具有非常低的插入损耗和良好的频率响应。当X由于图4所示的Rp并联而具有小的变化时，从等式(3) 从等式(6) 例如，如果Rp＝375欧姆，那么 等式(8)显示了当Rp(375欧姆)与R1(7.5欧姆)并联时，衰减将被减小0.00868dB。需要该衰减变化量来用于放大器的非线性补偿。该例子还显示了当Rp＞＞R1(即，当Rp比R1大50倍时)，把Rp与R1并联对阻抗匹配几乎没有影响，并且Rp上的电压降主要由R1的值决定。
但是，如果在衰减器网络20中使用线性电阻Rp，将不会产生失真信号。所示的衰减器网络20是一个线性器件。为了使失真电路有效操作，使用二极管来产生非线性阻抗。优选地，使用肖特基二极管。在小电流，二极管电流与二极管两端的电压成指数比例关系。因此，可以把二极管作为非线性阻抗。对于非线性应用，可以如下计算衰减量 其中Ip是经过Rp(非线性阻抗)的电流。I1是经过R1的电流。等式9提供了由于Ip的电流变化引起的衰减变化的关系。该等式在一个宽频率范围内是精确的。当阻抗是非线性电阻时，Delta衰减和电流变化之间的关系仍然有效。因此，等式9提供了预失真或后失真目的所需的非线性电流的良好估算。
参见图5，当输入正弦曲线电压波形从V1改变到V2、V3时，输出电流分别从I1改变到I2和I3。用于三阶校正的非线性电流是 从等式9，所需的非线性电流是 只有非线性电流才可用于预失真或后失真目的。等式11可以改写为以下形式 因此，等式12中的I有效非线性是到达图6所示输出端口114的有效非线性电流。等式12中的I输出是到达输出端口114的总电流。等式13显示了仅一小部分非线性二极管电流被有效地用于校正。
π衰减器网络20具有低插入损耗，并且输入电压在(图4所示)R1上的电压降与输入电压成比例。该电压可以用于驱动一对二极管以产生非线性电流。二极管中流动的非线性电流将造成衰减器在较大的RF幅度(即，当输入信号具有较高功率时)提供较小的衰减。这可以用于补偿由放大造成的信号压缩。因为二极管非线性阻抗的相对高值，衰减器网络的匹配几乎不改变。甚至在不同温度下，该匹配也不改变。而且，在多个倍频程频带上的频率响应是良好的。
参见图6，显示了用于预失真和后失真的衰减器100的优选实施例。本发明的衰减器100包括几个附加的部件，用于改进传统的π衰减器以获得在宽频率和温度范围上的明显良好的性能。衰减器100具有一个输入端口101，一个输出端口114和偏压控制端口116。衰减器100可以用于具有一个放大器的预失真配置或用于后失真配置。对于预失真配置，输出端口114被连接到一个放大器的输入。对于如图6所示的后失真配置，把一个放大器产生的输出信号施加到输入端口101。衰减器100包括电阻105，106，107，108，112；电容器102，103，104，111，113，115；二极管109，110，和电感器117。
电感器117与电阻108串联使用。电感器117的功能是利用正向偏置的二极管电容器形成并联谐振电路。在谐振频率，二极管的电容将由电感器117补偿，使得点118和119之间的阻抗将是单纯的电阻性阻抗，并且可以如下计算R118，119之间的阻抗＝L/(C*R)等式(14)其中L是117的电感(用亨利表示)，C是总的正向偏置电容器(用法拉表示)；R是电阻108(用欧姆表示)。通过小心地控制L和C，可以得到R118，119之间的阻抗＝R 等式(15)这意味着已经完全抵消了电容效应，并且已经获得了在非常宽频率范围上的理想的纯电阻负载。
电阻器105，106，107，108，112和电容器102，103，104，111，113，115的功能是形成一个比图4所示的π衰减网络20有所改进的π衰减网络。电容器102，103，104，111，113和115还用于DC阻塞和AC耦合。从AC的观点来看，电阻器105和106的并联组合在功能上等同于图4的电阻器R2。优选地，电阻器105和106的值应该被选择为，使得该并联组合等同于电阻器112的电阻值(即，((R105*R106)/(R105+R106))＝R112)。电阻器108在功能上等同于图4的电阻器R1；电阻器112和电容器111的串联组合在功能上等同于图4的电阻器R3。电阻器107的值对RF信号衰减没有影响。
电阻器105，106和107的其它功能是对二极管109，110提供主DC偏置。二极管109，110首先串联连接；并且把该串联组合与电阻器107并联。因为电阻器107具有低电阻值，并且与二极管109，110并联，二极管109，110两端的电压降将主要由电阻器107的电阻确定。如果电阻器107中流过的DC电流远大于二极管109，110中流过的电流，二极管109，110两端的DC电压降将非常稳定，并且对于在输入端口101的信号是否存在并不敏感。
信号衰减和二极管偏置电源的集成功能避免了附加偏置电路的引入所导致的任何寄生效应。这允许一个高频率响应和一个良好的阻抗匹配。
从DC观点来看，与电容器103和104并联的电阻器107向电容器103，104提供了一个消耗电路。因此，电阻器107将对所连接的电容器103，104在每个AC周期中累积的电荷进行放电。
二极管109通过电容器104连接到电阻器108，二极管110通过电容器103连接到电阻器108。二极管109负责在AC周期的负部分期间的RF失真校正，二极管110在AC周期的正半部分期间具有相同的功能。二极管109的非线性电流对电容器104充电，并且二极管110的非线性电流对电容器103充电。由于该电路的配置，在电容器103和104上产生的电压具有相同值和不同符号。连接到电容器103，104的电阻器107的小电阻把在每个AC周期期间累积的电荷放电。结果，不会有由于输入的RF信号在电容器103，104两端产生的附加DC电压降。这允许二极管109，110能够提供用于校正目的的最大非线性电流。
本发明相对于现有技术具有几个独特的优点。由于其对称性结构，衰减器100仅产生奇次失真。结果，该电路不会降低NLD的二阶性能。衰减器100还使用两个低阻值的串联电阻107，108。从DC的观点来看，电阻器107显著改善了校正效率，并且减小了对环境温度效应的易感性。从AC的观点来看，电阻器108提供具有低插入损耗的失真校正。由于衰减器100的设计，即使在二极管109，110非线性操作的情况下，电阻器108两端的电压降也可以使二极管109，110完全加载。结果，可以把最大非线性电流用于校正目的。最后，在设计中固有地对失真信号进行适当定相，从而避免附加的移相电路和延迟线。这允许一种非常简单的电路设计，导致一种紧凑和强健的设计。
本发明的衰减器设计使用低阻值串联电阻108。与电阻108串联的电感器117补偿二极管的电容。因此，三阶校正电路可以在宽频率范围和宽温度范围内工作。这种校正电路设计非常灵活，并且可以被调整到具有不同失真特性的不同种类的RF混合电路。这种电路在宽频率范围内总是与它的输入侧和输出侧匹配。
表1提供了图6中显示的部件的列表。但是，本领域技术人员应该认识到，表1中显示的值仅用于解释目的，不应被理解为对本发明的限制。例如，电阻器108的值可以在大约2欧姆到30欧姆范围内。同样，电阻器107的值可以在大约100欧姆到3000欧姆范围内。
表1
如前所述，衰减器100使用由二极管109，110产生的非线性电流以补偿由NLD造成的电压压缩。如图所示，衰减器100包括电容，电阻和两个二极管。二极管是对温度变化敏感的唯一部件和在一个宽温度范围内的工作期间需要校正的唯一部件。当衰减器100在一个宽温度范围内工作时，需要考虑3个因素1)如果在环境温度改变时偏压保持恒定，二极管工作电流将改变。在输入端口101处的相同输入电压摆动和相同偏压的情况下，随着环境温度的上升将产生更多的非线性二极管电流。
2)当环境温度上升时，对于相同的输入信号电压和相同的二极管偏置电流，二极管将产生较少的非线性校正电流。
3)随着环境温度上升，NLD通常表现出更多的失真。因此，需要更高的二极管非线性电流来校正更大的失真。
衰减器100所经历的所有温度效应都与偏压有关。某些效应是加性效应，某些是减性效应。但是，其结果是，对于一个给定温度，将有一个最佳偏压来产生适当的校正输出。当偏压相对于温度有一个预先定义的变化时，将获得适当的温度校正。
参见图7，显示了温度补偿电路200的优选实施例。温度补偿电路200控制二极管109，110(图6所示)的偏置以得到最佳失真补偿。如图所示，温度补偿电路200包括两个晶体管206，213；一个电容器216；九个电阻器201，202，203，204，207，209，210，214，215；两个二极管205，208；和一个负温度系数热敏电阻211。
负温度系数热敏电阻211与电阻器210并联耦合以形成一个温度线性化电阻，该电阻与温度变化相关。PNP晶体管206通过它的集电极把一个恒定电流源提供给线性化电阻器组合210，211。随着温度的改变，由PNP晶体管206提供的恒定电流在电阻器组合210，211上感应一个线性化电压变化。通过调整可变电阻器202的值，可以改变通过PNP晶体管206的恒定电流量。因此，可以改变相对于温度的电压摆动。恒定电流还经过可变电阻器209，从而产生一个恒定电压降，该恒定电压降被用作偏压调整的起始偏置点。通过选择性地调整电阻器202和209的电阻，可以获得电压摆动和起始偏压的任何组合。如图7所示，NPN晶体管213是一个射极跟随器晶体管，通过线路116把来自线路217的控制偏压提供给衰减器100。两个二极管205和208用于补偿两个晶体管206，213随温度改变的结电压。
表2提供图7中显示的部件的列表。但是，本领域技术人员可以认识到，表2中显示的值仅是示例，不应被理解为对本发明的限制。
表2
应该认识到，本发明提供了与偏置电源组合的瞬压受控非线性衰减器设计，以得到最佳非线性校正效率和偏压温度稳定性。即使不使用此处所公开的温度补偿电路200，本发明优选实施例也提供了在一个宽温度范围内的足够失真校正。当使用温度补偿电路200时，可以进一步改善失真补偿结果。因此，必须权衡补偿电路的性能和电路的复杂性之间的折衷。
权利要求
1.一种用于信号的选择性衰减的外部失真控制电路，包括一信号输入端口；一耦合到所述输入端口的非线性电路，包括一改进的π衰减器网络；一对并联耦合在一起的二极管，并且耦合到所述改进的π衰减器网络；串联的一第一电阻器和一第一电感器，所述串联耦合的第一电阻器和第一电感器与所述耦合的二极管并联耦合；和一输出端口，用于从所述非线性电路输出所述选择性衰减的信号。
2.根据权利要求1的失真控制电路，进一步包括一低电阻DC偏压电路。
3.根据权利要求2的失真控制电路，进一步包括一与所述偏压电路耦合的温度补偿电路，用于响应环境温度的变化选择性地调整所述DC偏压。
4.根据权利要求1的失真控制电路，其中所述第一电阻器产生与所述输入信号成比例的电压；由此所述成比例电压通过所述二极管对中的至少一个二极管产生非线性电流，从而产生非线性电阻以选择性地衰减所述信号。
5.根据权利要求3的失真控制电路，其中所述温度补偿电路包括一恒定电流源晶体管；一第二晶体管，耦合到所述电流源晶体管的输出，用于输出所述DC偏压；一线性化电阻电路，具有一个与一第二电阻器并联耦合的热敏电阻；一可变电阻器，把所述电流源晶体管耦合到所述线性化电阻电路；由此把线性化电阻电路与环境温度的变化相关。
6.根据权利要求1的失真控制电路，所述非线性电路基于信号幅度提供信号的选择性衰减；对于较大信号幅度提供较小衰减，对于较小信号幅度提供较大衰减。
全文摘要
一种与非线性器件(NLD)直列耦合的直列失真发生器产生具有有用幅度、低复合三拍和交叉调制失真的输出信号。该失真发生器包括一瞬控非线性衰减器,其使用流过一对二极管的非线性电流来在整个频率带宽上提供适当的信号衰减量。该失真发生器电路总是与NLD匹配,从而保证一个可预测的和预先定义的频率响应。该失真发生器还可以包括一温度补偿电路以保证一个宽温度范围内的一致操作。
文档编号H03F1/32GK1345478SQ00805840
公开日2002年4月17日 申请日期2000年3月29日 优先权日1999年4月1日
发明者周树同, 蒂莫西J·布罗菲, 理查德A·迈耶 申请人:通用仪表公司