专利名称：低失真的数字式功率放大方法及其系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种数字式功率放大系统，特别是涉及一种能消除信号因相位偏移不对称所产生的相位杂信及系统内部杂信的低失真的数字式功率放大方法及其系统。
一般数字式功率放大器中主要是以一功率切换电路放大输入信号，而目前的功率切换电路有单边(Half-bridge)切换电路及双边(H-bridge)切换电路两种，其中的切换是以晶体管作为主要开关元件。若假设一般晶体管是一理想元件时，则输入该数字式功率放大器的脉冲宽度调整(PWM)信号经过其功率切换电路的开关元件切换后，应该会被不失真地放大，然后再经由一个低通滤波器滤除高频成分后，应可于该数字式功率放大器的输出端得到一完整的低频放大信号。然而，在该电路中并不可能产生这样的完整信号，这是因为一般数字式功率放大器的供应电源会产生交流声(ripple)，且做为其开关元件的晶体管并非理想元件，而且当开关元件交替开、关切换以进行信号放大时，其切换时序并不能完全配合，以及负载效应等种种因素，都会在数字式功率放大器中产生杂信，使输入脉冲宽度调整信号经过数字式功率放大器放大后无法得到一个完整的放大信号，造成了输出信号的严重失真。
因此，为消除上述因素所造成的杂信，以往的一种脉冲边缘延迟技术被提出。如
图1所示，其为国际公告号码WO98/44626，国际申请号PCT/DK/00133号专利所公开的一种数字式功率放大器的电路框图，数字式功率放大器1主要包括一个修正单元11、一个功率切换单元12及一个误差处理单元13，其中修正单元11分别与功率切换单元12及误差处理单元13连接，且修正单元11是供一脉冲调整信号14输入，并根据误差处理单元13提供的一个误差信号15，将脉冲调整信号14的各脉冲边缘相对延迟，以对应调整每一个脉冲的宽度后，输出一个修正后的脉冲调整信号16至功率切换单元12，使经由功率切换单元12适当放大后，产生一个输出信号17，并由功率切换单元12将输出信号17回授至误差处理单元13中，经由与输入信号14进行比较处理后，产生一个新的误差信号15送至修正单元11中，以调整下一个输入脉冲调整信号14的脉冲宽度。
因此，以往的数字式功率放大器1使用脉冲边缘延迟方法，根据回授的误差信号15，适当调整输入脉冲调整信号14的各脉冲宽度，即可达到相对抑制数字式功率放大器内部杂信的目的，而得到一个较完整的输出信号波形。
然而，上述技术虽具有消除数字式功率放大器所造成杂信的功效，但是其在消除该等杂信的过程中，却也产生了另一相位杂信。
如图2所示，其表示输入数字式功率放大器1的脉冲调整信号14的波形与经过修正单元11调整脉冲宽度后输出的修正信号16的波形，由图中可以看到，修正信号16的每一个脉冲中心位置与输入信号14的每一个相对脉冲中心位置之间的距离(相位差Δ1、Δ2及Δ3)各不相同，而此等不相同的相位差将会在输出信号17中造成相位杂信，使得输出信号17经由频谱展开后，会出现不必要的谐波杂信，造成输出信号失真。
本发明的主要目的在于提供一种低失真的数字式功率放大方法及其系统，以达到消除相位杂信及系统内部杂信等作用。
本发明的另一目的在于提供一种低失真的数字式功率放大方法及其系统，使该数字式功率放大系统可输出更完整的放大信号。
为达到上述目的，本发明采取如下技术措施本发明的低失真的数字式功率放大方法，包括下列步骤提供一比较信号，根据该比较信号及一由一功率切换级输出的回授信号，产生一控制信号；根据该控制信号，对应调整输入的脉冲宽度调整信号的每一个脉冲的宽度及相位，以产生一个输入功率切换级的修正信号，使修正信号的每一个脉冲的中心位置与输入的脉冲宽度调整信号的各相对脉冲的中心位置之间产生一个预期的相位差。
本发明的一种低失真的数字式功率放大系统，包括一个调整单元、一个处理单元、一个功率切换单元及一个修正单元；调整单元用于将一个输入信号转换成一个脉冲宽度调整信号，并产生一个比较信号；处理单元分别与调整单元、功率切换单元及修正单元连接，以根据调整单元输出的比较信号及功率切换单元输出的回授信号，产生一个控制信号，输入修正单元；修正单元供调整单元的脉冲宽度调整信号输入，并根据处理单元输入的控制信号，对应调整脉冲宽度调整信号的每一个脉冲的宽度及相位，以产生一个修正信号，并输入功率切换单元，使修正信号的每一个脉冲的中心位置与脉冲宽度调整信号的各相对脉冲的中心位置之间具有一个预期的相位差。
下面通过实施例及附图对本发明进行详细说明，附图中图1以往一种数字式功率放大器的电路框图。
图2显示输入脉冲信号与经由以往数字式功率放大器以脉冲边缘延迟技术调整后输出的脉冲信号的波形比较示意图。
图3本发明低失真的数字式功率放大方法的简要流程示意图。
图4本发明低失真的数字式功率放大系统的一实施例的电路框图。
图5图4电路框图中的调整单元产生脉冲宽度调整信号的过程示意图。
图6图4的电路框图中处理单元的低通滤波器及取样保持电路的一等效电路框图。
图7图4的电路框图中修正单元的内部电路示意图。
图8图4的电路框图中修正单元进行脉冲宽度及相位调整时的脉冲宽度调整信号的波形示意图。
图9本发明中修正单元32调整脉冲宽度调整信号的相位及宽度的动作原理示意图。
图10图4的电路框图中功率切换单元的内部电路示意图。
图11对应图4中的电路框图所得出的一个等效低频线性模组的示意图。
图12本发明的一种推导Kc值的例子中的波形示意图。
图13本发明低失真的数字式功率放大系统的另一实施例的电路框图。
图14对应图13中的电路框图所得出的另一等效低频线性模组的示意图。
图15本发明低失真的数字式功率放大系统针对温度变化补偿电路的举例说明图示。
图16本发明中当控制信号38与脉冲宽度调整信号的时钟同步时所产生不理想情况的一个例子中相应的各信号波形示意图。
图17本发明中当控制信号38的脉冲相对向右延迟一适当距离时，即可解决图16中不理想情况的示意图。
首先，请参阅图3及图10，其表示本发明一实施例低失真的数字式功率放大方法的概要流程示意图及数字式功率放大器中的一功率切换级33的内部电路示意图，为消除以往的脉冲边缘延迟技术因为相位偏移不一致所造成的相位杂信，本方法是针对一个脉冲宽度调整信号的每一脉冲进行适当的相位及宽度调整，使经由数字式功率放大器的功率切换级33进行放大后，可获得一个低失真的输出信号；请参阅图3，该方法包括下列步骤首先，提供一个比较信号36，并根据比较信号36及一个由数字式功率放大器的功率切换级33输出的回授信号37，产生一个控制信号38；接着，根据控制信号38，对应调整输入数字式功率放大器的脉冲宽度调整信号30的每一个脉冲的宽度及相位，以产生一个输入功率切换级33的修正信号39，使修正信号39的每一个脉冲的中心位置与输入的脉冲宽度调整信号30的各相对脉冲的中心位置之间具有预期的相位差。
其中，在本实施例中，该脉冲宽度调整信号30分成左及右(CH_R及CH_L)两道信号，且输入功率切换级33的修正信号39分成R_u、R_d、L_u及L_d四道信号，则由功率切换级33输出的回授信号37，如图10所示，实际上是为该修正信号39(即R_u、R_d、L_u及L_d四道信号)经过功率切换级33放大后的放大信号51、52、53及54相减，即52与54(或者51与53)相减所得的差值，再除以一个比例常数K所得出。而比较信号36，如图3所示，则根据系统设计的不同需求，可为该脉冲宽度调整信号30的CH_R及CH_L两道信号相减后所得的差值信号，或者修正信号39的R_u及L_u(或R_d及L_d)相减后所得的差值信号。则该控制信号38可由比较信号36与回授信号37相减而获得，但因为经过功率切换级33放大后的回授信号37内含有复杂的杂信，故由比较信号36与回授信号37相减所得的差值信号，实际上为一个内含许多杂信的宽频模拟信号，因此，必须将该差值信号经过一个处理程序，使经由低通滤波及取样保持步骤后，得到只包含有低频成分的控制信号38，且控制信号38可相对于输入的脉冲宽度调整信号30的每一个脉冲，产生一个相对位移量Δn(n为脉冲数1，2，3…)。此外，在本实施例中，提供有一个参考信号，其可产生一个相对的参考位移量Δmax，因此，本发明根据控制信号38，将脉冲宽度调整信号30的每一个脉冲相对位移一个Δmax-Δn/2距离(n＝脉冲数1，2，3…)，接着再将每一个脉冲对应调整一个Δn(n＝脉冲数1，2，3…)宽度，则会使得因此而产生的修正信号39的每一个脉冲的中心位置与输入的脉冲宽度调整信号30的每一个相对脉冲的中心位置之间相差一个预期的相位差，且该预期的相位差在不受系统其他杂信干扰及实现时的误差的情况下，相当于Δmax，因为
Δmax-Δn/2+Δn/2＝Δmax所以，由上式可以得知，虽然输入的脉冲宽度调整信号30的每一个脉冲所欲调整的Δn(n＝1，2，3…)值皆不相同，但其每一个脉冲经过位移Δmax-Δn/2及宽度调整Δn之后，则会使产生的修正信号39相对于脉冲宽度调整信号30的相位差几乎相同(即相当于Δmax)，而使得输出信号50的每一个脉冲相对于输入信号(脉冲宽度调整信号30)的每一个脉冲相差一个相当于Δmax的相位差，且此一Δmax相位差并不影响系统的信号杂信比，因此，不但于抑制数字式功率放大器内部杂信的同时，亦一并消除了可能产生的相位杂信，使输出信号50的失真降至最低。
此外，在此值得注意的是，本发明对于脉冲宽度调整信号30的位移及宽度调整顺序是可以对调的，亦即，可以先对脉冲宽度调整信号30的每一脉冲先做宽度调整后，再调整其位移距离，而其所得到的相位杂信抑制效果和上述先调整位移，再调整宽度的方法是相同的。
另外，本实施例中所提供的参考信号，是根据系统所欲调整脉冲的最大位移距离而设定，其可能是所调整的脉冲中的最大位移距离的相对信号，或者是一个可产生大于该最大位移距离的参考距离的参考信号。
以下将针对实现上述方法的一个低失真数字式功率放大系统做详细描述。
首先，如图4所示，其为本发明低失真数字式功率放大系统的一实施例的电路框图，在本实施例中，是以双边结构的低失真数字式功率放大系统3为例加以说明，系统3主要包括有一个调整单元31、一个修正单元32、一个功率切换单元33及一个处理单元34；其中调整单元31与修正单元32连接，用以将一个输入信号(可能是模拟信号或数字信号)转换成一个脉冲宽度调整信号30后，输入修正单元32中；且在本实施例中，调整单元31将脉冲宽度调整信号30分成左及右(CH_R及CH_L)两道信号输出，而其调整方法如图5所示，是将一个脉冲编码调整信号300，分成一正(脉冲编码调整信号300)一反(即脉冲编码调整信号300乘以-1)两道信号，然后分别与一三角波比较调整后，即可得出CH_R及CH_L两不同的脉冲宽度调整信号30分别输入修正单元32中。
处理单元34，分别与上述调整单元31、功率切换单元33及修正单元连接，其包括有两个减法器341、342、一低通滤波器343及一个取样保持电路344；其中，减法器341取得调整单元31输出的两道脉冲调整信号CH_R及CH_L进行相减，得出一个比较信号36，第二减法器342供比较信号36及一个由功率切换单元33输出的一个回授信号37进行相减，以得出一个误差信号35，但因为回授信号37是经过功率切换单元33放大后的差值信号，其内含有复杂的杂信，故由比较信号36与回授信号37相减所得的误差信号35，实际上是为一个内含许多杂信的宽频模拟信号，因此，需将误差信号35送入低通滤波器343滤除高频信号后，再经过取样保持电路344产生对应的控制脉冲，即得到一个具有低频成分的控制信号38，并送入上述修正单元32中。
此外，在此值得一提的是，当此数字放大系统是针对较低频信号进行放大，而须用到低频信号时，则低通滤波器343必须具有极低的截止频率，以滤除高频信号，只留下较低频信号(例如音频，则需约22kHz左右)，且因为若低通滤波器的频宽很宽时，其取样频率就必须要很高，否则会产生混淆(alias)频率，但是在实作上，具有较低截止频率的低通滤波器343的设计成本却又偏高。因此，为降低设计低通滤波器的成本，本实施例中，处理单元34的低通滤波器343及取样保持电路344可由一个具有较高截止频率的低通滤波器343’串连一个超取样电路345及一个分样器(decimator)346所取代，如图6所示，而形成一个具有一个极低截止频率的等效低通滤波器电路，其作法是将输入低通滤波器343’的误差信号35滤除一部分高频成分后，送入超取样电路345中，以例如，M倍取样速度对误差信号35进行取样后，再经过一个分样器346以1/M倍(M＝1，2，3…正整数)对误差信号35进行取样，即可得到具有低频成分的控制信号38，同时，因为超取样电路345为一个离散信号处理器，其具有补偿整体频率响应的效果，亦可用来控制系统所需要的频谱响应。
如图4所示，修正单元32是根据处理单元34输入的控制信号38，对应调整输入的脉冲宽度调整信号30的每一个脉冲的宽度及相位，以产生一个修正信号39，以输入功率切换单元33中。如图7所示，其为修正单元32的内部结构示意图，修正单元32主要包括两个分别供脉冲宽度调整信号CH_R及CH_L输入的相移电路321、两对应串接于二相移电路321的脉冲宽度调整电路322及一个提供参考信号55的参考信号产生器324，且其提供的参考信号可相对产生一个参考修正量Δmax。其中，当前述控制信号38输入时，因其信号有正有负，故会先经过一个比较电路323将控制信号38转成正值后，乘以一个与系统的修正系数Kc相关的增益值(例如3000)，再与一个基本量(2e-9)相乘后产生一个适当放大的调整信号38’，且调整信号38’可相对于输入的脉冲宽度调整信号30(CH-R及CH-L)的每一个脉冲产生一个相对修正量Δn(n＝脉冲数1，2，3..)。然后，调整信号38’分成两路，一路经由一个乘法器325乘以1/2后，输入一个减法器326中与参考信号55进行相减，而得到一个相移控制信号，即为参考信号55-(调整信号38’)/2，并借以相对脉冲调整信号30的每一脉冲产生一相对位移量Δmax-1/2Δn(n＝脉冲数1，2，3…)，则如图8所示，会使输入修正单元32的脉冲调整信号30的每一个脉冲(n＝1，2，3…)分别对应位移Δmax-1/2Δn(n＝1，2，3…)，而得到如图8中所示的第二个波形；同时，调整信号38’由另一路径输入脉冲宽度调整电路322中，使由相移电路321输出的脉冲宽度调整信号30’的每一脉冲(n＝1，2，3…)的宽度被相对调整一修正量Δn(n＝1，2，3…)，则得到如图8中所示的第三个波形(即修正信号39)。
为更进一步详细说明上述相移及宽度调整的动作原理，如图9所示，假设，图中(a)是在周期Ts内输入修正单元32的一个脉冲宽度调整信号，则如图(b)所示，一个斜波产生器即会根据脉冲宽度调整信号的上升缘及下降缘，分别产生角度大小相同的一上升斜波，借此，如图(b)及图(c)所示，当输入修正单元32的控制信号为零时，则使上升斜波对应产生一Δmax相移量，使该脉冲宽度调整信号仅向后移动一Δmax的位移量；而如图(b)及图(d)所示，当输入修正单元32的控制信号为一正值时，则使上升斜波对应产生一Δ1相移量，而使该脉冲宽度调整信号向后延迟Δmax-Δ1相移量，并同时使其前后缘向外拉开Δ1的宽度；反之，如图(b)及图(e)所示，当输入修正单元32的控制信号为一负值时，则使上升斜波对应产生一Δ2相移量，而使该脉冲宽度调整信号向后延迟Δmax-Δ2相移量，并同时使其前后缘向内缩入Δ2的宽度，这样，即完成了脉冲宽度调整信号的位移及宽度调整。
所以，由图8中可以看出，输入的脉冲调整信号30经过修正单元32的相移电路321及宽度调整电路322，根据控制信号38适当调整其脉冲的相位及宽度后，在不受到系统其他杂信干扰的情况之下，所产生的修正信号39的每一个脉冲的中心位置与脉冲宽度调整信号30的每一相对脉冲的中心位置之间具有一个相当于Δmax的预期相位差，且该预期相位差(Δmax)在不考虑系统即时修正的因素时，并不会影响系统的信号杂信比。
功率切换单元33，用于对修正信号39进行放大，以产生一个输出信号50推动负载331，并产生输入处理单元34的回授信号37。
如图10所示，其为功率切换单元33的内部电路示意图，在本实施例中，由修正单元32输出的修正信号39分成R_u、R_d、L_u及L_d四道信号分别输入功率切换单元33，而分别经由切换元件332、333、334、335适当放大后，分别输出一个放大信号(51、52、53、及54)，并经由两组差动电路336、337配合一个低通滤波器338进行差动低通滤波后，产生一个输出信号50推动一负载331，而回授信号37为放大信号52与54相减后，除以一个比例常数K(适当降低放大信号的电压值)所得到的差值信号。
故，借由将回授信号37输入处理单元34中，使与输入端的比较信号36相减并产生一个控制信号38，并回授至修正单元32中，调整输入的脉冲宽度调整信号30的脉冲相位及宽度，使产生的修正信号39输入功率切换单元33进行信号放大后，可使输出信号50的失真降至最低。因此，经由上述脉冲相位及宽度调整，确实可消除输入信号30因相移所可能产生的相位杂信及系统内部所产生的杂信，使数字式功率放大系统3能输出高传真的放大信号。因此，根据上述低失真数字式功率大系统3，可得到如图11所示的一个低频等效线性模组，其中x为输入系统3的修正单元32中的脉冲宽度调整信号的低频成分信号；n1为数字式功率放大系统3的内部元件不匹配、非理想、近似假设及相位不对称和非即时性等因素所产生的杂信；n2为数字式功率放大系统3的功率切换单元33为非线性、非理想、负载效应以及供应电源上的波动和非即时性等因素等所造成的杂信；y为功率切换单元33输出的放大信号；且令 x’＝xe-jwΔ/2Kc’＝Kc e-jwΔ/2又Kp x’+{H(w)Kcx’-[yH(w)Kc’]/K}Kp+z＝y其中 z＝n1Kp+n2则由该等效模组可以求得STF＝y/x|w＝0＝[Kp+H(w)KcKp]e(-jWΔ/2)/[1+H(w)Kc’Kp/K]NTF＝y/w|x＝0＝1/[1+H(w)Kc’Kp/K]其中
Δ/2是每一Ts周期内修正信号的中心位置和输入脉冲宽度调整信号的中心位置的时间差；Kc为系统3借以调整脉冲宽度调整信号的脉冲宽度时的一重要参考系数，其为修正信号39减脉冲宽度调整信号30，再除以控制信号38后所得到的一修正系数，而Kc值的推导则如图12所示的例子，其中，假设图(A)是经过处理单元34以每秒取样一次后输出的控制信号38，且若只考虑其低频成分(例如音频约22kHz)，则控制信号38可等效于图(B)所绘的波形，并可求得该波形的复利叶表示式为[a·ejθ1+a·e-jθ1]τ1·[sin(πfτ1)/πfτ1]＝(a+b)τ1·[sin(πfτ1)/πfτ1]………………..(1)而修正信号39减经过Δ/2位移后的脉冲宽度调整信号30的结果，例如图(C)所示的波形，则可由该波形求得其复利叶表示式为4C·τ2[sin(πfτ2)/πfτ2]……………………….(2)则由上式(1)(2)可求得Kc＝{4C·τ2[sin(πfτ2)/πfτ2]}/{(a+b)τ1·[sin(πfτ1)/πfτ1]}(因τ2正比于a，且当f属于低频时，Kc为一常数值。)Kp为功率切换单元33的放大增益；及K为功率切换单元33中的一比例(scale)常数；该STF为信号转换函数，STF越高，表示数字式功率放大系统3输出的放大信号则越大；该NTF为杂信转换函数，NTF越低，则表示数字式功率放大器抑制杂信能力越佳；该H(w)是处理单元34的总体转换函数；因此，由上面STF及NTF式子可以得知，当K值增加时，系统的STF跟着增大，但是NTF也会随之增加，所以要降低系统的NTF可从增加H(w)Kc’Kp的值或降低n1着手。
如图13所示，其为本发明低失真数字式功率放大系统的另一实施例，数字式功率放大系统4包括一个调整单元41、一个修正单元42、一个功率切换单元43及一个处理单元44；且该等单元间的连接关系与内部电路构造与上述实施例相同，故于此不再赘述。而本实施例与上述实施例不同之处主要在于比较信号36是由修正单元42所产生，且在本实施例中，修正单元42输出的修正信号39亦分成R_u、R_d、L_u及L_d四道信号，而比较信号36由R_u与L_u(或者)R_d与L_d相减所得；因此，由此数字式功率放大系统4，亦可以得到如图14所示的另一等效低频线性模组，其中y＝n2+μKp又μ＝n1+x e-jwΔ/2+[μ-y/K]H(w)Kc e-jwΔ/2且令 x’＝x e-jwΔ/2Kc’＝Kc e-jwΔ/2则可求得该模组的STF＝y/x’|n1及n2＝0＝Kp/[1-H(w)Kc’+Kp H(w)Kc’/K]N2TF＝y/n2|x’及n1＝0＝[1-H(w)Kc’]/[1-H(w)Kc’+KpH(w)Kc’/K]N1TF＝y/n1|x’及n2＝0＝Kp/[1-H(w)Kc’+Kp H(w)Kc’/K]其中，Kc、Kp、K、STF及NTF的定义与上述模组相同，需进一步加以说明的是，上述两种回授模式，其K值的设定和Kp值有关，所以大略估算Kp值是需要的，其一般可借由估算供应电源的直流电压值而得出Kp的大略值。
另外，值得注意的一点是，由于修正单元32或42的相移电路321及宽度延迟电路322中，是以控制信号38控制一个延迟电路，使产生时间延迟线(delay line)，再以该延迟线去对脉冲做相移及宽度调整；但因该延迟电路一般会受温度变化影响，使得其对应控制信号38所产生的延迟线的延迟时间会随着温度变化而漂移，使延迟时间不稳定而造成系统输出失真，并且影响到系统的Kc值。因此，为改善此一问题，可以在修正单元32或42中设置一个温度变化补偿电路，使用一个具极高振荡频率的振荡器对控制信号38在不同温度下所对应产生的延迟(delay)值所产生的脉冲(如图7中的脉冲宽度调整电路322的与门输出)进行取样，以测得此一脉冲宽度，并经数字/模拟转换后，得到控制信号38在不同温度下的延迟线斜率及基本延迟值C(即控制信号38为0时的初始延迟值)，例如图15所示，分别输入A、B两控制信号，则可从延迟线的宽度测量并经数字/模拟转换后，得到对应的宽度值d1及d2，即可算出其延迟线斜率及C值，然后再以不同温度下求得的延迟线斜率及基本延迟值C与系统内部设定的一个参考斜率及C值比较后所得的差值去补偿延迟线的变化，即可使延迟线受温度影响的程度降低。又一般延迟线实现的方法中，其C值可为零或者不为零，当其C值不为零时，则须做相对的补偿。
再者，在此需提出讨论的一点是，请参照图16，当控制信号38与脉冲调整信号30的时脉同步时，若脉冲宽度调整信号的前一脉冲301受控制信号38的控制脉冲381调整，使得该位移后的脉冲宽度超出其周期(Ts)范围而延伸至下一个脉冲302的周期(Ts)内时，就会受到下一个控制脉冲382的调整，而产生了错误的修正信号。因此为解决此一不理想情况，可使脉冲宽度调整信号30的时钟稍微向右延迟，使控制信号38的脉冲相对向右延迟，如图17所示，则可使受控制信号38调整后的修正信号39的每一个脉冲皆位于其周期Ts范围内，并增加可修正的范围，且控制信号38可向右延迟的最大距离为该脉冲宽度调整信号的调整系数(modulation index)的二分之一，例如，图17中的例子，脉冲301的调整系数为1/2，表示其脉冲宽度占整个周期Ts的1/2，则控制信号38可向右延迟的最大距离即为周期Ts的1/4，亦即图中的δ值，这样，则可保证经控制信号38调整后的修正信号39的每一个脉冲皆位于其周期Ts范围内。因此，当上述控制信号38往右延迟δ距离时，如图11及图14中所示的线性模组中的Kc·e-jwΔ/2项，因为Kc值设为常数，因此须对应改成Kc·e-jw[(Δ+δ)/2]，其相当于使控制信号Vc往右位移一δ距离。
而且，在此值得一提的是，本发明不但可以应用在上述实施例以H-bridge结构的数字式功率放大系统3及4中，其亦可适用于half-bridge结构的单边数字式功率放系统中，而其与H-bridge不同的地方主要在于其调整单元所调整输出的脉冲宽度调整信号为单道(即不分成CH_R及CH_L两道信号)，故其修正单元只需要一个相移电路及一个脉冲宽度调整电路，而修正单元产生的修正信号则只分成两道信号输入其功率切换单元中，故其功率切换单元的开关(切换)元件亦只需设单边即可。而且前述两种线性模组亦可适用于此half-bridge结构的数字式功率放大器，且其Kc值亦可由前述说明同理推得。
与现有技术相比，本发明具有如下效果综上所述，本发明低失真的数字式功率放大方法及低失真的数字式功率放大系统，借由回授至修正单元32的控制信号38，适当调整输入的脉冲宽度调整信号的各脉冲的相位及宽度，可确实达到抑制系统杂信及消除因相位移不平均所产生的相位杂信等作用。
权利要求
1.一种低失真的数字式功率放大方法，其特征在于包括下列步骤提供一比较信号，根据该比较信号及一由一功率切换级输出的回授信号，产生一控制信号；根据该控制信号，对应调整输入的脉冲宽度调整信号的每一个脉冲的宽度及相位，以产生一个输入功率切换级的修正信号，使修正信号的每一个脉冲的中心位置与输入的脉冲宽度调整信号的各相对脉冲的中心位置之间产生一个预期的相位差。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述方法中提供有一个参考信号，可产生一个参考修正量Δmax，且根据所述控制信号，可相对脉冲宽度调整信号的每一个脉冲产生一个相对的修正量Δn，以将脉冲宽度调整信号的每一个脉冲位移Δmax-Δn/2距离，并将每一个脉冲宽度调整一个Δn宽度后，所产生的修正信号的每一个脉冲中心位置与脉冲宽度调整信号的各相对脉冲中心位置间具有一个预期的相位差，且预期的相位差相当于参考修正量Δmax。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述比较信号为输入的所述脉冲宽度调整信号。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述比较信号为所述修正信号。
5.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述脉冲宽度调整信号分成CH-R及CH-L两个信号，所述比较信号由CH-R信号及CH-L信号相减而得。
6.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述修正信号分成R-u、R-d、L-u、L-d四个信号，所述比较信号为R-u信号与L-u信号或R-d信号与L-d信号之一相减而得。
7.一种低失真的数字式功率放大系统，其特征在于包括一个调整单元、一个处理单元、一个功率切换单元及一个修正单元；调整单元用于将一个输入信号转换成一个脉冲宽度调整信号，并产生一个比较信号；处理单元分别与调整单元、功率切换单元及修正单元连接，以根据调整单元输出的比较信号及功率切换单元输出的回授信号，产生一个控制信号，输入修正单元；修正单元供调整单元的脉冲宽度调整信号输入，并根据处理单元输入的控制信号，对应调整脉冲宽度调整信号的每一个脉冲的宽度及相位，以产生一个修正信号，并输入功率切换单元，使修正信号的每一个脉冲的中心位置与脉冲宽度调整信号的各相对脉冲的中心位置之间具有一个预期的相位差。
8.一种低失真的数字式功率放大系统，其特征在于所述系统包括一个调整单元、一个修正单元、一个功率切换单元及一个处理单元，其中调整单元将一个输入信号转换成一个脉冲宽度调整信号；处理单元分别与修正单元及功率切换单元连接，以根据修正单元输出的一个比较信号及功率切换单元输出的回授信号，产生一个控制信号，并输入修正单元；修正单元分别与调整单元及功率切换单元连接，以供脉冲宽度调整信号输入，并根据处理单元输入的控制信号，对应调整脉冲宽度调整信号的每一个脉冲的宽度及相位，以产生一个输入功率切换单元的修正信号，使修正信号的每一个脉冲的中心位置与脉冲宽度调整信号的各相对脉冲的中心位置之间具有一个预期的相位差。
9.如权利要求7或8所述低失真的数字式功率放大系统，其特征在于所述修正单元提供有一个参考信号，参考信号可相对产生一个参考修正量Δmax，所述控制信号可相对所述脉冲宽度调整信号的每一个脉冲产生一个相对的修正量Δn，使所述脉冲宽度调整信号的每一个脉冲位移Δmax-Δn/2距离，将每一个脉冲宽度调整一Δn宽度，所产生的修正信号的每一个脉冲中心位置与所述脉冲宽度调整信号的各相对脉冲中心位置之间具有一个预期的相位差，且该预期的相位差相当于所述参考修正量Δmax。
10.如权利要求7所述低失真的数字式功率放大系统，其特征在于所述比较信号为所述脉冲宽度调整信号。
11.如权利要求7所述低失真的数字式功率放大系统，其特征在于所述脉冲宽度调整信号分成CH-R及CH-L两个信号，且所述处理单元包括一个第一减法器、一个第二减法器、一个低通滤波器及一个取样保持电路，所述第一减法器供CH-R及CH-L信号输入并进行相减处理，以求得所述比较信号；第二减法器供所述比较信号及功率切换单元的回授信号输入并进行相减处理，以获得一个误差信号，误差信号经由低通滤波器及取样保电路进行处理后，即求得所述控制信号。
12.如权利要求8所述低失真的数字式功率放大系统，其特征在于所述比较信号为所述修正信号。
13.如权利要求8所述低失真的数字式功率放大系统，其特征在于所述修正信号分成R-u、R-d、L-u、L-d四个信号，所述处理单元包括一个第一减法器、一个第二减法器、一个低通滤波器及一个取样保持电路；第一减法器供R-u信号与L-u信号或R-d与L-d信号之一进行相减，以求得所述比较信号；第二减法器供所述比较信号及功率切换单元的回授信号进行相减，以得一个误差信号，误差信号经由所述低通滤波器及取样保持电路进行处理，即求得所述控制信号。
14.如权利要求7或8所述低失真的数字式功率放大系统，其特征在于所述处理单元包括一个第一减法器、一个第二减法器、一个低通滤波器及一个取样保持电路，所述控制信号为所述比较信号及回授信号经过第二减法器相减后所产生的一个差值信号经由低通滤波器及取样保持电路处理后所产生的一个信号。
15.如权利要求14所述低失真的数字式功率放大系统，其特征在于所述低通滤波器及取样保持电路由一个具有较高截止频率的低通滤波器搭配一个超取样电路及一个分样器组成。
16.如权利要求7或8所述低失真的数字式功率放大系统，其特征在于所述修正单元内还设有一个温度补偿电路，因应不同温度变化，对应补偿修正单元内部因温度变化而产生不稳定的时间延迟。
全文摘要
一种低失真的数字式功率放大方法及其系统,本方法包括下列步骤:根据一比较信号及由一功率切换级输出的回授信号,产生一控制信号;根据控制信号对应脉冲宽度调整信号的每一脉冲的宽度及相位,产生一输入功率切换级的修正信号,修正信号与脉冲宽度调整信号的各相对脉冲的中心位置之间产生一预期相位差。本系统包括一处理单元及分别与其连接的一调整单元、一功率切换单元及一修正单元;处理单元及修正单元分别用于产生控制信号及修正信号。本发明可降低系统的失真。
文档编号H03F3/20GK1377131SQ0111004
公开日2002年10月30日 申请日期2001年3月26日 优先权日2001年3月26日
发明者郑铭福 申请人:旭宏通讯股份有限公司