专利名称：倍频电路和半导体集成电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及产生用于超外差式接收机等的本振信号的倍频电路和半导体集成电路。
最近人们提出了许多发射接收微弱电波并以非接触方式进行种种处理的系统。例如，不用钥匙的开关门系统(key-less entry system)，就是一种用车辆一侧的接收电路接收埋入到车钥匙内的发射电路发射出来的微弱电波进行车门开启关闭的系统。
图8的框图示出了这种现有的微弱电波发射接收系统的概略构成。图8的系统，粗分起来由发射机51和接收机52构成，发射机51具有发射电路53和天线54。发射机51以315MHz为载波频率，通过天线54发射进行了AM调制(调幅)或FM调制(调频)的信号。
接收机52具有天线11、SAW滤波器12、RF放大器13、产生本振信号的本振电路14、产生中频信号(IF信号)的混频器15、IF滤波器16、IF放大器17、检波电路18。本振电路14具有产生标准信号的源振动电路21、输出具有标准信号的5倍频率的倍频信号的5倍频电路20。
源振动电路21产生具有65.14MHz频率的源振动信号，本振电路14产生使源振动信号的频率提高为5倍的本振信号fL0＝325.7MHz。混频器15使用该本振信号fL0，输出fL0-f0＝10.7MHz的中频信号。
如上所述，采用用混频器15把用天线11接收到的高频信号变换成中频信号的办法，与原封不动地对高频信号进行信号处理比，信号处理将变得容易起来。
在混频器15的下一级连接有本身为带通滤波器的IF滤波器16。该滤波器16的带宽，是以本身为中频的10.7MHz为中心的大约数百kHz。在用IF滤波器16除去了不要的频率成分之后，用IF放大器17把10.7MHz的中频信号放大约70dB。
在把图8的系统应用到上边所说的不用钥匙的开关门系统中去的情况下，发射机51被埋入到人所携带的钥匙内，接收机52则被装载到车辆上。通常从发射机51发射322MHz以下的微弱的电波。容许电场强度由(日本)电波法施行规则第6条规定，在500μV/m以下。虽然也可以使用322MHz以上的频率的电波，但是，从322MHz到10GHz的容许电场强度非常小，为35μV/m以下。此外，由于频率越高电波的直线行进性增加而变得不实用，故在(日本)国内几乎不使用。因此，作为微弱电波，一般使用315MHz左右的频率。
另一方面，发射机51为了延长电池的使用时间能耗要尽可能地小，为此，要尽可能地简化电路构成。作为可以产生315MHz左右的振荡的简易的器件，例如人们知道SAW振子。该器件不仅可以简化电路构成，还具有可以以315MHz左右的频率直接产生振荡的特征。
作为其它的振荡器件虽然还有石英振子，但是，要使之在315MHz左右的频率直接产生振荡在技术上是困难的，在使石英振子以低频振荡后，还需要进行倍频。为此，在想要尽量地简化电路的情况下，大多使用SAW振子。
但是，SAW振子具有频率偏差大的问题。通常，SAW振子的频率偏差在100ppm以上，若在发射机中使用SAW振子，则发射机本身的频率偏差将变坏。为此，在要改善产品的性能或成品率等的情况下，有时候也使用石英振子。
于是，在发射机中使用SAW振子的情况下，为了对该缺点进行补偿，就必须提高接收机一侧的频率精度。要想提高频率精度，一般在接收机的本振电路中要使用频率偏差小的石英振子。由于石英振子的频率偏差即便是不好也几乎不会超过100ppm，故采用在接收机一侧的本振电路中使用石英振子的办法，就可以提高接收机的频率精度。
但是，如上所述，由于要使之直接进行300MHz的高频振荡是非常困难的，故一般是使用降低石英振子本身的振荡频率，然后再用倍频电路进行倍频后得到300MHz频段的频率的方法。
作为现有的振荡电路，人们提出了在产生例如315＋10.7MHz的本振频率325.7MHz时，使用先以65.14MHz使石英振子产生振荡，然后使其波形畸变产生高次谐波，用滤波器等抽出5次谐波得到325.7MHz的5倍频电路20的方案。
在使用该5倍频电路20的情况下，为了增加倍频数需要加大畸变以产生高次谐波。高次谐波成分次数越高电平越低，而且除了原本需要的5次谐波以外，还含有多个不需要的成分。
现在，作为畸变波假定为偶函数的方波，并设从区间(-x)到(+x)为1，其它的区间为(-1)时，可以表示为A(x-π/2)＋Asinxcosωt＋A/2·sin2xcos2ωt＋A/3·sin3xcos3ωt＋…＋A/n·sinxcosωt……(1)其中，A为常数，ω为角频率2πfL0，t为时间，n是自然数，第1项是直流成分。
在式(1)中，例如，当设n＝5时，5次谐波成分将衰减到基波的1/5。假如设x＝π/2，则将仅仅剩下式(1)的奇数次谐波，也只有在这时，直流成分才会变成0。
要想仅仅利用5次谐波成分，就必须除去从1次到4次为止的成分和6次以后的成分。为此，使用5倍频电路，用滤波器仅仅抽出5次谐波成分。然而，不需要的谐波成分仍以高的电平残存下来，不仅在空间内传播，频率也接近，故需要进行一些使用SAW滤波器等的努力。
当不需要的谐波成分通过空间或传送线路飞进接收机的混频器15内时，除去高次谐波本身起到干扰波的作用之外，其频率fL0’与从外部飞进来的不需要的电波f0’之差变成为与中频10.7MHz相等的频率f0’，都将起着有害电波的作用。
当接收机受到干扰波的影响时，有时候不用钥匙的开关门系统就不能正常地工作，所以必须尽可能地减少不需要的高次谐波的影响。
在现有技术的情况下，为了尽可能地减少这些高次谐波的影响，必须采取例如对倍频电路施行屏蔽或在空间上扩大倍频电路与混频器之间的距离等的对策。
此外，由于为要减少高次谐波，必须尽可能地不增加倍频次数，故在倍频次数上存在着一个界限，结果是存在着不能把振荡频率降得太低的问题。当振荡频率高时，在电路设计就会变得困难，电路变得复杂的同时，石英振子的价格也将变高。
为要降低源振荡频率，可以考虑使用PLL(Phase Locked Loop，锁相环)电路。但是，当使用PLL电路时，就需要有用来得到相位比较频率的振荡电路和压控振荡电路(VCOVoltage Control Oscillator)，电路规模增大的同时，价格也将增加PLL电路和压控振荡电路的价格那么大的量。
为此，虽然也有使PLL电路和压控振荡电路变成为单个芯片实现IC化，以尽可能地抑制电路规模和价格的增大的想法，但是当内置压控振荡电路时，由于C/N比会劣化，故灵敏度等的性能将劣化。为防止该劣化，仍然不得不外加压控振荡电路，在欲重视性能的情况下不可能期待电路规模的缩小。
此外，要想把PLL电路和压控振荡电路组合起来使用，由于会发生被称之为相位比较寄生信号的高次谐波，故除去该高次谐波的对策是必要的。
如上所述，在现有的振荡电路的情况下，为了提高接收机的频率精度使用石英振子用低的频率使之振荡，再用倍频电路把石英振子的振荡频率倍频到5倍，为了尽可能地减少所发生的不需要的高次谐波，施行屏蔽等来构成电路。为此，对于使电路小型化存在着一个界限，而且还存在着必须采取干扰波对策的问题。
本发明，就是有鉴于这样的问题而发明的，目的在于提供可以用简单的电路确实地除去不需要的频率成分的倍频电路和半导体集成电路。
为了解决上边所说的问题，本发明具备内置石英振子以产生源振动信号的源振荡装置；分别具有使输入信号的相位相移90度的90度移相电路和根据上述输入信号和上述90度移相电路的输出信号产生上述输入信号的5倍频信号的混频器的n(n为大于2的整数)个倍频电路，上述n个倍频电路级联连接，向第一级的倍频电路输入上述源振荡信号，最后一级的倍频电路输出上述源振荡信号的频率的2n倍的频率的信号。
倘采用本发明，由于级联连接2个倍频电路，且向第1级的倍频电路供给来自石英振子振荡信号，故即便是源振荡频率低，也可以从最后一级倍频电路输出足够高频率的信号。此外，由于源振荡频率可以低，故使用石英振子的源振荡装置的设计将变得容易起来，可以使源振荡信号的特性稳定化。此外，由于倍频电路由90度移相电路和混频器构成，故可以抑制不需要的频率成分，可以实现不怕干扰的倍频电路。
此外，倘采用本发明，由于向级联连接的倍频电路的级间插入滤波器电路，故可以确实地除去在供往下一级的信号中含有的不需要的频率成分，可以仅仅抽出所希望的频率成分。
此外，倘采用本发明，由于具备可以调整90度移相电路的移相量的移相调整电路，故即便是因温度或电压变动等使90度移相电路的移相量发生变化，也可以迅速且正确地进行该调整。
此外，倘采用本发明，由于在90度移相电路内设置有可以根据在电流源中流动的电流量可变控制阻抗的阻抗器件，故可以采用控制电流量的办法可变控制移相量。
此外，倘采用本发明，若使混频器的输出直流电压变成为0那样地使移相量变成为90度，则可以同时调整滤波器电路的频段特性。
此外，倘采用本发明，由于在滤波器电路内设置有根据在电流源中流动的电流量可变控制阻抗的阻抗器件，故可以采用控制电流量的办法，可变控制滤波器电路的特性。
此外，由于本发明具有第1和第2可变阻抗器件、第1电容器器件、向输出端子流入与向第2可变阻抗器件的电流同相位的电流的电流供给电路，故可以改善频率选择性。
此外，倘采用本发明，由于在第1级和第2级的倍频电路之间插入有滤波器电路，故比起向其它的级间插入来，可以效率良好地除去不需要的频率成分。
此外，本发明具备产生本振信号的本振电路；根据上述本振信号把用天线接受到的高频信号变换成中频信号的中频信号变换装置；根据上述中频信号进行解调的解调装置，上述本振电路具备使用石英振子产生源振动信号的源振荡装置；分别具有使输入信号的相位相移90度的90度移相电路和根据上述输入信号和上述90度移相电路的输出信号产生上述输入信号的2倍频信号的混频器的n个倍频电路，上述n个倍频电路级联连接，向第一级的倍频电路输入上述源振荡信号。
图1是内置本发明的倍频电路的接收机的实施例1的框图。
图2示出了双滤波器电路的一般性的特性。
图3是内置本发明的倍频电路的接收机的实施例2的框图。
图4的电路图示出了使用半导体器件的90度移相电路的一个例子。
图5示出了滤波器电路的一个例子。
图6的电路图示出了实施例3的90度移相电路的详细构成。
图7的电路图示出了滤波器电路的具体的构成。
图8是图7的滤波器电路的小信号等效电路图。
图9是把式(5)表示成曲线的曲线图。
图10是使图7的晶体管Q3、Q4进行达林顿连接的滤波器电路的电路图。
图11是可以在实际的LSI等中使用的滤波器电路的电路图。
图12是具有限幅放大器的90度移相电路的电路图。
图13的电路图示出了虽然具有滤波器电路但却不具有移相调整电路的本振电路的一个例子。
图14的电路图示出了虽然具有移相调整电路但却不具有滤波器电路的本振电路的一个例子。
图15的框图示出了现有的微弱电波发射接受系统的概略构成。
以下，边参看附图边对本发明的倍频电路和半导体集成电路具体地进行说明。
实施例1图1是使用本发明倍频电路的接收机的实施例1的框图。图1的接收机，除去源振动电路1和天线11之外，已被集成为单个芯片。在图1中，对于与图15共通的部分，赋予同一标号，以下对不同之处进行说明。
图1的倍频电路，除去产生本振信号的本振电路14a的构成与图15的倍频电路不同之外，与图15同样地构成。
图1的本振电路14a，具有产生源振荡信号的源振动电路1、级联连接的多个倍频电路2。倍频电路2，实际上是输入信号的频率提高到2倍的2倍频电路，在该电路的内部设置有90度移相电路21和混频器22。
向第1级的2倍频电路2的输入端子输入在源振动电路1中产生的源振荡信号，从最后一级的2倍频电路2的输出端子输出本振信号。该本振信号的频率(本振信号频率)fL0，例如是325.7MHz。
作为源振动电路1，例如可以考虑使用石英振子的振荡电路。采用使用石英振子的办法，就可以提高本振信号的频率精度。
在本实施例中，使3级2倍频电路连接起来，向第1级的2倍频电路2输入源振荡频率为40.7125MHz的源振荡信号。在国内微弱电波接受系统的情况下，对于315MHz的接受电波大多把本振频率设定为325.7MHz。
在这种情况下，在n＝2(4倍频)时，源振荡频率变成为81.425MHz，在n＝3(8倍频)时，源振荡频率则变成为40.7125MHz，在n＝4(16倍频)时，源振荡频率变成为20.35625MHz。
由石英振子产生的源振荡频率越低特性越稳定，制造也容易。具体地说，理想上作成为60MHz左右以下的频率。
反之，若源振荡频率过低，由于源振荡频率接近于中频(IF频率)，故或者是使n＝7以上使得源振荡频率比10.7MHz足够地低，或者是使n不到4，使得比10.7MHz还高。
但是，当使n增高以降低源振荡频率时，则如后所述，由于2倍频电路所产生的不需要频率成分以源振荡频率的间隔产生，故用滤波器电路除去该频率成分是困难的。
作为除去不需要的频率成分的滤波器电路，即便是使用除去性能最高的滤波器电路之一的SAW滤波器电路的情况下，除去电平特性如下的滤波器电路也是需要的。
在这里，SAW滤波器电路的一般特性，如图2所示，在作为整体想得到85dB的衰减情况下的不需要频率成分的所需要的衰减电平如下。
滤波器电路中心频率±20MHz ……65dB滤波器电路中心频率±25MHz ……40dB滤波器电路中心频率±35MHz ……30dB滤波器电路中心频率±40MHz以上 ……20dB由于不需要频率成分以本振频率fL0±(源振荡频率×整数倍)的频率存在，故振荡频率越低则越难以除去。因此，当考虑用滤波器电路除去高次谐波时，源振荡频率越高越好。
为此，在使用315MHz的国内微弱电波接受系统中，可知最为理想的是源振荡频率变成为40MHz以上的8倍频电路(n＝3)。于是，在本实施例中，如图1所示，把3级2倍频电路连接起来向第1级的2倍频电路2输入40.7125MHz的源振荡信号。
使2倍频电路2内的90度移相电路21，与输入信号的正弦波形垂直相交，就是说输入到与使输入信号的相位相移90度的信号对应的混频器22内。
现在，当作为混频器的输入波形考虑本身为畸变最厉害的状态的方波时，作为波形的一个例子，可以这样地描述在相位为从-π到0的区间为‘-1’，在相位为从0到π区间为‘+1’。当该波形借助于移相电路仅仅偏离相位x时，可以得到这样的波形在相位从(-π＋x)到x的区间为‘-1’，在相位为从x到(π＋x)区间为‘+1’。
可是，在输入到混频器22的信号中，含有起因于电路器件的非线性的高频成分，通常该高频成分会使信号波形发生歪斜。
现在，考虑本身为畸变最厉害的状态的方波作为波形的一个例子，考虑在相位为从(-π)到0的区间为‘-1’，在相位为从0到π区间为‘+1’的波形。
当该波形借助于移相电路仅仅偏离相位x时，可以得到这样的波形在相位从(-π＋x)到x的区间为‘-1’，在相位从x到(π＋x)区间为‘＋1’。
当用混频器22对这2个波形做乘法时，从(-π)到(-π＋x)的区间为‘-1’，从(-π＋x)到0的区间为‘+1’，从0到(+x)的区间为‘-1’，从(+x)到π的区间为‘+1’，周期缩短为一半。
当用偶函数的级数来描述这2个波形时，结果变成为式(2)。
B(π/2-x)＋C·sin(π-x)cos2ωt＋C/2·sin2(π-x)cos4ωt＋C/3·sin3(π-x)cos6ωt＋……＋C/n·sinn(π-x)cos2nωt……(2)其中，B、C为常数，n为自然数。根据该式，虽然对于基波结果变成为可以得到2n倍的高次谐波，但高次谐波成分变成为最少的条件是在x＝π/2时，在这种情况下，式(2)将变成为式(3)。
C·sin(π-x)cos2ωt＋C/3·sin3(π-x)cos6ωt＋……＝C·cos2ωt-C/3·cos6ωt＋C/5·cos10ωt－…………(3)由式(3)可知，残存有第2次、6次、10次、…(4n－2)次，而第4次、8次、12次、…4n次则被除去。
在式(3)中，2次的高次谐波的电平最高，越是次数高的高次谐波电平将变得越低。此外，与2倍的高次谐波相邻的是6倍的高次谐波。
例如，若设源振荡频率为40.7125MHz，则从第1级的2倍频电路2输出的频率是81.425MHz、244.275MHz、407.125MHz、…，但是，相邻的244.275MHz由于对于所希望的频率81.425MHz在频率上离开得足够远，故可以比较容易地除去不需要的高次谐波。
若设n＝3，则源振荡频率为40.7125MHz，各个2倍频电路2的输出频率分别如下。
第1级…81.425MHz、244.275MHz、407.125MHz、…第2级…162.85MHz、488.55MHz、814.25MHz、…(起因于81.425MHz)488.55MHz、1465.65MHz、2442.75MHz、…(起因于244.275MHz)814.25MHz、2442.75MHz、4071.25MHz、…(起因于407.125MHz)第3级…325.7MHz、977.1MHz、1628.55MHz、…(起因于162.85MHz)977.1MHz、2931.3MHz、4885.5MHz、…(起因于488.55MHz)1628.5MHz、4885.5MHz、8142.5MHz、…(起因于814.25MHz)其中，起因于本身为含于第1级是2倍频电路2的输出中的相邻的不需要高次谐波成分的244.275MHz的信号的频率，在第2级的输出处为488.55MHz，第3级的输出则变成为977.1MHz，由于不论哪一个都与300MHz离开得足够远，故不会产生由高次谐波成分产生的坏影响(噪声等)。
另一方面，在由移相电路产生的偏移不是90度的情况下，由于不仅不需要的高次谐波的个数将倍增，相邻的频率也将变成为162.85MHz，故在第2级的输出处它将变成为325.7MHz，在第3级的输出处将变成为651.4MHz。为此，除了难于除去不需要的高次谐波成分之外，需要的频率电平也因式(2)的sin(π-x)这一项而降低，变成为效率不好的本振电路14a。因此，由移相电路产生的移相量最为理想的是90度。
由上述可知，在本实施例中，把倍频电路2作成为由混频器22和90度移相电路21构成的2倍频电路抑制不需要的高次谐波的发生，而且，把2倍频电路2连接成多级以提高源振荡频率的倍频数。具体地说，在已连接了n级2倍频电路2的情况下，从最后一级2倍频电路2输出的本振信号的频率为2n×f。在这里f是源振荡频率。
在现有的微弱电波接收机的情况下，本振电路14a的倍频数的界限是5左右，对此，本实施例的倍频数，由于在n＝3的情况下，23＝8，在n＝4的情况下，24＝16，故可以与把倍频数设定得高的量相对应地降低源振荡频率。
例如，在n＝3的情况下，(315＋10.7)/8＝40.7125MHz，在n＝4的情况下，(315＋10.7)/16＝20.35625MHz，与为了进行5倍频以往一直使用的源振荡频率65.14MHz比较，源振荡频率可以设定得低。
借助于此，由于可以把石英振子的振荡频率降低，故接收机的设计变得容易起来，也可以实现价格下降。此外若把2倍频电路2内置于IC内，则在2倍频电路2的级间发生的高次谐波成分信号就不会泄露到IC外部。
如上所述，在实施例1中，在本振电路14a的内部，设置级联连接的3级的2倍频电路2，向第1级的2倍频电路供给石英振子的源振荡信号，产生8倍频的本振信号，故即便是源振荡信号低，也可以产生足够高频率的本振信号。
倘采用本实施例，由于可以降低石英振子的振荡频率，故接收机的设计将变得容易起来，同时除去天线11之外的整个接收机可以容易地集成为一个半导体芯片，故不需要的高次谐波成分不可能再向外部发射。
实施例2在实施例1中，在由移相电路产生的移相的偏移不是90度的情况下，混频器的输入波形含有直流成分。若作为畸变波考虑方波，作为输入波形用混频器对含有直流成分的方波进行乘法运算时，则除去(式2)之外，在倍频电路的输出上还将出现输入信号的方波的频率成分。当作偶函数的方波考虑在区间从-X到+X为1，其它的区间为-1时，可以表述为A(x-π/2)＋Asinxcosωt＋A/2·sin2xcos2ωt＋A/3·sin3xcos3ωt＋…＋A/n·sinnxcosnωt
(式3)其中，A为常数，ω是角频率2πfL0，t为时间，n为自然数，第1项是直流成分。例如，若设n＝2，源振荡频率为f0，则从各级的倍频电路输出的频率，根据(式1)、(式3)，将变成为第1级…f0，2*f0，3*f0，4*f0，…第2级…f0，2*f0，3*f0，4*f0，5*f0，…(起因于f0)2*f0，2*2*f0，3*2*f0，4*2*f0，…(起因于2*f0)3*f0，2*3*f0，3*3*f0，4*3*f0，…(起因于3*f0)4*f0，2*4*f0，3*4*f0，4*4*f0，…(起因于4*f0)本身为从第1级的输出输出出来的相邻的不需要的高次谐波f0、3*f0，在第2级的输出处将变成为3*f0、5*f0。与需要的频率4*f0之差只有一个f0，要除去它是困难的。
该相邻的不需要的频率是相位噪声的根由。若设ω为角速度，t为时间，则相位φ可以表示为φ＝ω*t(式4)若设通过第2级的倍频电路之前的相位噪声为dφ1，则根据(式4)，将变成为dφ1＝ω*dt本身为相位噪声的根由的时间差dt，由于通过倍频电路前后不变化，故若设在通过了第2级的倍频电路后的相位噪声为dφ2，则根据(式4)，将变成为dφ2＝2*ω*dt＝2*dφ1。由该式可知，在通过了第2级的倍频电路后的相位噪声dφ2，是通过第2级的倍频电路前的相位噪声dφ1的2倍。
这意味着通过了第2级的倍频电路之后，相邻的不需要的频率的信号电平变成为通过第2级倍频电路前的信号电平的2倍。即在设需要的信号电平为0dB的情况下，相邻的不需要的频率的信号电平，每通过一级倍频电路就变大6dB。
如上所述，在实施例1中，除去在需要的频率附近会发生不需要的频率之外，相邻的不需要的频率信号电平，每通过一级倍频电路就每次6dB地增大下去。为此，就存在着易于受相邻的不需要的频率的干扰，使接收灵敏度劣化等与通信品质的恶化连在一起的隐患。
实施例2，向2倍频电路2的级间插入滤波器电路，使高次谐波噪声进一步减小。
图3是内置本发明的倍频电路的接收机的实施例2的框图。图3的接收机也可以把天线11以外的构成集成到一个半导体芯片中去。在图3中，对于那些与图1共通的构成部分赋予同一标号，以下对不同之处加以说明。
图3的接收机除去本振电路14b的构成不同之外，与图1同样地构成。图3的本振电路14b，具有连接到源倍频电路1上的n级2倍频电路2、连接到第1级的2倍频电路2的输出端子上的滤波器电路31、调整各个2倍频电路2内的90度移相电路21的移相量的多个移相调整电路32。
在混频器22的输入信号中存在着直流误差成分ΔV的情况下，输入信号也会漏到输出信号中去。例如，当设对于有效值为100mV的信号直流误差为1mV时，在输出上会产生20log(1mV/100mV)＝-40dB的信号漏入。
滤波器电路31除去在第1级的2倍频电路2的输出信号中含有的不需要的高次谐波和混频器22的输入信号的漏入。移相调整电路32使得对应的2倍频电路2内的混频器22的输出的直流成分变成为0那样地分别调整移相电路21的移相量。
此外，第1级的移相调整电路向滤波器电路31供给与对应的90度移相电路21的控制信号成比例的信号，控制滤波器电路31的频率特性。
在图3中，虽然示出的是根据各个2倍频电路2内的混频器22的输出，进行90度移相电路的移相量调整和滤波器电路31的频率特性的控制的例子，但是也可以根据混频器22的输出以外的信号，控制移相电路的移相量和滤波器电路31的频率特性。
此外，在图3中，虽然只把滤波器电路31连接到第1级的2倍频电路2的输出端子上，但是也可以把滤波器电路31连接到第2级以后的2倍频电路2的输出端子上。在这种情况下，距第1级近的一侧的2倍频电路2的输出端子上连接上滤波器电路31的一方，可以更有效地除去不需要的高次谐波成分。
在实施例2中，虽然前提是2倍频电路2内的90度移相电路21的移相量总是为90度，但是在实际电路的情况下，归因于器件的不均一性或温度条件等，90度移相电路21的移相量并不一定非变成为90度不可。
若设移相电路的移相量为x，则式(2)的混频器22的输出的直流成分将变成为B(π/2-x)。
在x＝π/2时，虽然混频器22的输出的直流成分变成为0，但在非π/2时则不会变成为0，在出现4n次的不需要高次谐波成分的同时，原本需要的2次谐波电平将因式(2)的sin(π-x)项而降低。
就是说，若x＝π/2，由于sin(π-x)＝1，故式(2)的sin(π-x)项将变成为最大，但若偏离开π/2，则该项将降低。因此，所说的在混频器22的输出中存在着直流成分，表明原本需要的2次谐波的电平降低，而且出现4n次的不需要高次谐波成分的状态。
为此，在式(2)中，若使得sin(π-x)＝1那样地调整移相电路21的移相量，则可以使混频器22的输出的直流成分变成为0。
作为可以调节移相量的90度移相电路21，例如可以考虑使用图4所示的半导体器件的CR移相电路。图4的CR移相电路，具有基准振荡器41、可以借助于在电流源42中流动的电流量可变控制电阻值的可变电阻R1、可以借助于在电流源42中流动的电流量可变控制电阻值的可变电阻R2、电容器C1、C2和放大器44。基准振荡器41相当于前级的2倍频电路2的输出。
可变电阻R1、R2，是利用半导体的PN结的电阻，其电阻值R，若设流向PN结部分的电流为I，则式(4)的关系成立。
R＝VT/I…(4)在式(4)中，可以采用使电流I变化的办法，使R变化，结果是可以使移相量变化。
式(4)的VT，可以用VT＝kT/q表示，在常温下大约为26mV。其中，k为玻耳兹曼常数，T是绝对温度，q是电子的电荷量。电流量I可以用电流源设定，若用混频器22的输出的直流成分控制电流源的电流量I，则可以把移相量调整为使得混频器22的输出的直流成分总是为0。
就是说，在用图4的CR移相电路的情况下，采用调整电流源的电流量I的办法，就可以控制可变电阻的电阻值，可以使混频器22的输出的直流成分进行增减。
要想减小移相量的误差，可以预先把移相调整电路32的直流放大倍数做得足够地大，使得与直流成分的增减相一致地使电流源的电流量I进行增减。就是说若设直流误差为ΔV、控制电路的直流放大倍数为A，由于ΔV与I/A处于比例关系，故A越大则误差越小。
借助于以上的控制，就可以把90度移相电路21控制为使得混频器22的输出的直流成分总是为0，使90度移相电路21的移相量总是为90度，在使90度移相电路21中的移相偏移正确地保持90度的情况下，2倍频电路2的各级的输出频率将变成为第1级…81.425MHz、244.275MHz、407.125MHz…第2级…162.85MHz、488.55MHz、814.25MHz…(起因于81.425MHz)488.55MHz、1465.65MHz、2442.75MHz…(起因于244.275MHz)814.25MHz、2442.75MHz、4071.25MHz…(起因于407.125MHz)第3级…325.7MHz、977.1MHz、1628.5MHz…(起因于162.85MHz)977.1MHz、2931.3MHz、4885.5MHz…(起因于488.55MHz)1628.5MHz、4885.5MHz、8142.5MHz…(起因于814.25MHz)由于从第3级的2倍频电路2输出的不需要高次谐波成分变成为977.1MHz以上而变成为离开足够远的频率，故在该级中即便是不使用滤波器电路31也可以容易地仅仅得到所希望的325.7MHz。
然而，如上所述，在移相量不能保持90度的情况下，就会出现4n次的高次谐波成分。实际上在2倍频电路2的混频器22上作用有种种的频率成分，在这种情况下的2倍频电路2的各级的输出频率将变成为第1级…81.425MHz、162.85MHz、244.275MHz、325.7MHz、407.125MHz…第2级…162.85MHz、325.7MHz、488.55MHz、651.4MHz、814.25MHz…(起因于81.425MHz)325.7MHz、651.4MHz、977.1MHz、1302.8MHz、1628.5MHz…(起因于162.85MHz)488.55MHz、977.1MHz、1465.65MHz、1954.2MHz…(起因于244.275MHz)651.4MHz、1302.8MHz、1954.2MHz、2605.6MHz、3257MHz…(起因于325.7MHz)814.25MHz、1628.5MHz、2442.75MHz、3257MHz…(起因于407.125MHz)81.425MHz、162.85MHz、244.275MHz、325.7MHz…(第1级的高次谐波间的相互作用)第3级…325.7MHz、651.4MHz、977.1MHz、1302.8MHz、1628.5MHz…(起因于162.85MHz)488.55MHz、977.1MHz、1465.65MHz、1954.2MHz…(起因于244.275MHz)651.4MHz、1302.8MHz、1954.2MHz、2605.6MHz、3257MHz…(起因于325.7MHz)814.25MHz、1628.5MHz、2442.75MHz、3257MHz…(起因于407.125MHz)977.1MHz、1954.2MHz、2931.3MHz、3908.4MHz、4885.5MHz…(起因于488.55MHz)81.425MHz、162.85MHz、244.275MHz、325.7MHz…(第2级的高次谐波间的相互作用)如上所述，结果就变成为在本身为最后一级的第3级的输出中也残存有81.425MHz的倍数的频率成分。就是说，与最终所需要的325.7MHz的频率相邻的频率是244.275MHz和407.125MHz，其差仅有81.425MHz，故难于除去。
其原因是在第1级的输出中残存有81.425MHz的倍数的频率成分的缘故，例如，若在第1级的输出插入仅仅透过81.425MHz的滤波器电路31除去其他的频率成分，则将变成为第1级…81.425MHz、第2级…162.85MHz、325.7MHz、488.55MHz、651.4MHz、814.25MHz…(起因于81.425MHz)第3级…325.7MHz、651.4MHz、977.1MHz、1302.8MHz、1628.5MHz…(起因于162.85MHz)651.4MHz、1302.8MHz、1954.2MHz、2605.6MHz、3257MHz…(起因于325.7MHz)814.25MHz、1628.5MHz、2442.75MHz、3257MHz…(起因于407.125MHz)977.1MHz、1954.2MHz、2931.3MHz、3908.4MHz、4885.5MHz…(起因于488.55MHz)162.85MHz、325.7MHz、488.55MHz、651.4MHz…(第2级的高次谐波间的相互作用)如上所述，若把滤波器电路31连接到第1级的2倍频电路2的输出端子上，由于与325MHz相邻的频率为162.85MHz和488.55MHz，其差为162.85MHz，除去是比较容易的。
此外，若在第2级的2倍频电路2的输出上也插入仅仅透过162.85MHz的滤波器电路31，则将变成为第1级…81.425MHz第2级…162.85MHz第3级…325.7MHz、651.4MHz、977.1MHz、1302.8MHz、1628.5MHz…(起因于162.85MHz)在可以大幅度地除去从第3级输出的不需要高次谐波成分的同时，与325MHz相邻的频率变成为651.4MHz，可以充分地除去。
在上边所说的滤波器电路31中，为了除去高次谐波必须用低通或带通的构成而且使得可以跟踪源振荡频率的变动任意地控制频率特性。
所谓源振荡频率的变动，指的是例如在想要在因所使用的系统的不同而不同的频率下使用的情况或因器件的不均一性、温度特性等引起的源振荡频率微妙地变动的情况。
为实现这样的滤波器电路31，可以考虑例如图5所示的滤波器电路31。图5的滤波器电路31是具有可以借助于在电流源45中流动的电流量可变控制电阻值的可变电阻R3、可以借助于在电流源45中流动的电流量可变控制电阻值的可变电阻R4、放大器47和48、电容器C3、C4的2次低通滤波器。
在图5中，第1级的2倍频电路2的混频器22的输出的直流成分，由电流源供给。电流源的电流量，虽然若作成为随着混频器22的输出的直流成分而变动，则可以使电阻30的值变动，这一点与图4中CR移相电路的电阻R1，R2的考虑方法相同。
在第2实施例中，控制混频器22输出的直流成分使图4所示的CR移相电路的移相量实际上成为90度。这就是说意味着不论使源振荡频率如何变化，CR移相电路的电阻值都稳定于使得移相量变成为90度那样的值。
在这里，如果用与在图4的CR移相电路中使用的电阻R1、R2同样的构成的电阻R3、R4构成滤波器电路31，并用CR移相电路的控制信号进行控制，由于其电阻值稳定于必然使源振荡频率移相90度的电阻值，故只要把电容器的容量设定为使得对该值进行逆远算以决定滤波器电路31的频率特性，就可以构成跟踪源振荡频率的变动的滤波器电路31。
如上所述，在实施例2的情况下，由于设置移相调整电路32以监视混频器22的输出，并把90度移相电路的移相量控制为使得直流成分总是变成为0，使得可以对移相量的偏移进行补正，故即便是移相量因器件的不均一性或因温度变化而从90度偏离开来，也可以立即进行该移相量的调整，使得混频器22的输出的直流成分总是变成为0。
此外，由于向2倍频电路2的级间插入滤波器电路31，故可以抑制不需要的高次谐波的发生，使得高次谐波噪声不再向内置本发明的接收机的IC的外部发射。因此不必象以往那样对倍频电路实施屏蔽，此外，由于在空间上说倍频不再需要留下电路与混频器22之间的距离，故在使设计变得容易起来的同时，还可以实现小型化。
实施例3本实施例3的倍频电路，90度移相电路21和滤波器电路31的构成与实施例2不同。
图6的电路图示出了实施例3的90度移相电路21a的详细构成。图6的90度移相电路21a，是使用半导体器件(晶体管)的CR移相电路，其构成是使2级移相45度相位的45度移相部分(第1和第2移相部分)60级联连接起来。
图6的45度移相部分60，具有把基准振荡器41的输出供给基极端子的晶体管Q1、Q2，连接到晶体管Q1、Q2的发射极端子间的电容器C5，分别连接到晶体管Q1、Q2的发射极端子上的电流源61、62。由电流源61、62供给的电流受图3的移相调整电路32控制。
从发射极一侧看晶体管Q1、Q2的基极-发射极间的PN结时的电阻R，若设流向PN结部分的电流为I，则R＝VT/I，采用使I变化的办法，就可以使电阻R变化。就是说，采用对在晶体管Q1、Q2中流动的电流进行控制的办法，就可以使频率特性变化。另外，可以用VT＝kT/q表示，在常温下将变成为大约26mV。其中，k为玻耳兹曼常数，T是绝对温度，q是电子的电荷量。
在晶体管Q1、Q2中流动的电流I决定于可以从电流源61、62供给的电流，若用图3的混频器22的输出直流成分来控制电流源61、62的电流量，就可以把移相量调节为使得混频器22的输出直流成分总是变成为0。
在图6的电路中，晶体管Q1、Q2的发射极电阻已用电流源61、62的电流量进行了调整，电流源61、62的电流量已变成为使得与混频器22的输出直流成分的增减相一致地变化。具体地说，使得混频器22的输出直流成分减小那样地使电流源61、62的电流量变化。借助于此，就可以把90度移相电路21a控制为使得混频器22的输出直流成分总是变成为0，使得把移相量维持在90度成为可能。
然而，在实际电路的情况下，归因于器件的不均一性或温度条件，并不限于使移相量非要维持在90度不可，对于2倍频电路2的混频器，作用有种种的频率成分。为此，图3的滤波器电路31，为了除去高次谐波必须作成为用低通或带通的构成而且要作成为使得可以跟踪源振荡频率的变动那样地任意地控制频率特性。
所谓源振荡频率的变动，指的是例如在想要在因所使用的系统的不同而不同的频率下使用的情况或因器件的不均一、温度特性等引起的源振荡频率微妙地变动的情况。
作为满足这样的要求的滤波器电路31，可以考虑图7那样的电路。图7的滤波器电路31，具有可以使基极-发射极间电阻可变的晶体管(第1和第2可变阻抗器件)Q3、Q4，连接到输出端子OUT1、OUT2间的电容器(第1电容器器件)C6、C7，与晶体管Q4的基极-发射极间电流对应地控制输出端子OUT1的电压的晶体管(第1晶体管)Q5，与晶体管Q3的基极-发射极间电流对应地控制输出端子OUT2的电压的晶体管(第2晶体管)Q6，连接在晶体管Q5的发射极与接地端子之间的电流源63，连接在晶体管Q6的发射极与接地端子之间的电流源64，连接到晶体管Q5、Q6的发发射极上的电容器(第2电容器器件)C8、C9。
虽然在输出端子OUT1、OUT2之间和晶体管Q5、Q6发射极之间分别每者2个地串联连接有电容器(C6，C7)、(C8，C9)，但是，这是用来使与后边要讲的图7的小信号等效电路之间的情况一致起来的电容器，用一个电容器也可以。
在电流源63、64中流动的电流，受图3的2倍频电路2内的混频器11的输出直流成分控制。当在电流源63、64中流动的电流变化时，就可以使晶体管Q3、Q4的发射极电阻变动。这种想法与上边所说的CR移相电路的电阻是一样的。
先前虽然说过要把混频器22的输出直流成分控制为使得由CR移相电路所产生的移相量变成为90度的意思，但是这就是说意味着不论使源振荡频率如何变化，CR移相电路的电阻值都稳定于使得移相量变成为90度那样的值。
在这里，只要用与在CR移相电路内的晶体管的发射极电阻的电阻同样的发射极电阻构成滤波器电路31，并用CR移相电路的控制信号进行控制，由于其电阻值稳定于必然使源振荡频率移相90度的电阻值，故只要把电容器的容量设定为使得对该值进行逆远算以决定滤波器电路31的频率特性，就可以构成跟踪源振荡频率的变动的滤波器电路31。
图8是图7的滤波器电路31的小信号等效电路图。就是说，在图7的滤波器电路31中，使电容器C6＝C7、C5＝C9、电流源63＝64，变成为左右对称的电路。
在图8中，用可变电阻(第1和第2可变阻抗器件)re表示晶体管Q3、Q4和晶体管Q5、Q6的发射极电阻，用缓冲器81表示晶体管Q5、Q6。此外，晶体管Q5、Q6的基极-集电极由于变成为斜交叉式，故向恒流源(电流供给电路)82流入与缓冲器31的IO同一电流。此外，图7的电容器C6、C7，用电容器(第1电容器器件)C11表示，电容器C8、C9用电容器C12表示。
图8的小信号等效电路的传输函数T(s)可以用式(5)表示。
T(s)＝(1＋s×C12×re)/(1－(ω×re)^2×C11×C12＋s×(C11×re＋C12×re－C12×re))(5)其中，re＝VT/I图9把式(5)表示成了曲线，横轴是频率(用中心频率进行了归一化)，纵轴是振幅(表示成对数)。图8的小信号等效电路的Q，由电容器C11、电容器C12的比率C11/C12决定，当C11/C12的值小时Q变高。
图9是C11/C12＝0.44、C11/C12＝0.25的特性。采用把Q设定成适当的值的办法，就可以调整相邻的不需要的频率的衰减量。
图10是把图7的晶体管Q3、Q4连接成达林顿的滤波器电路31。在从晶体管Q3、Q4的发射极看输入一侧时的电阻，是2*re，线性地进行动作的范围，在差动的情况下将变成为±2VT(大约±52mV)。
图11是可以在实际的LSI等中使用的滤波器电路31。用图11的滤波器电路31发生的直流电压误差通常约为1mV左右，需要的信号电平对于该直流误差电压必须足够地大。图11的滤波器电路31的特征是把限幅放大器(第1限幅放大器)71连接到图7的输入端子与晶体管Q3、Q4之间。
在图11的滤波器电路31的情况下，线性地进行动作的范围为±2VT(大约±52mV)，对于直流误差电压1mV足够地大。因此要得到对于直流误差电压足够大的动作范围，就必须使滤波器电路31在非线性范围内动作。由于要把直流误差电压作成为1％以下，故通常要使输入信号电平变成为100mV。但是，在使滤波器电路31在非线性范围内动作的情况下，由于滤波器电路31的频率特性将随着输入信号电平的变化而变化，故不再需要图11的限幅放大器71。
图11的滤波器电路31的频率特性虽然需要跟踪90度移相电路21a的移相量地进行控制，但是在存在着由插入到90度移相电路21a内的限幅放大器26所产生的固定的移相量的情况下，滤波器电路31的频率特性将偏离一个与该固定的移相量相当的量。这意味着在源振荡频率已变动了的情况下，滤波器电路31的频率特性不能够忠实地跟踪90度移相电路21a的移相量，结果就变成为使需要的信号进行衰减。
于是，图11的滤波器电路31，为了抵消限幅放大器26产生的固定的移相量，在晶体管Q3的发射极与晶体管Q5的集电极之间插入固定电阻(第1阻抗器件)R5，在晶体管Q4的发射极与晶体管Q6的集电极之间插入固定电阻(第2阻抗器件)R6，在晶体管Q5的发射极与电流源63之间插入固定电阻(第3阻抗器件)R7，在晶体管Q6的发射极与电阻R8之间插入固定电阻(第4阻抗器件)R8。借助于此，就可以抵消限幅放大器26所产生的固定移相量，就可以实现能够忠实地跟踪90度移相电路21a的移相量的滤波器电路31。
这些固定电阻R7、R8的电阻值，可以象以下那样地求得。若设在某一频率下90度移相电路21a(2个45度移相电路)的固定量的移相量为α，可变量的移相量为β(但是，α＋β＝45度)，则固定电阻R5～R8的电阻值R可以用式(6)求得。
Rre＝αβ(6)其中，re和β是可变的，可以分别与恒定电流I成比例地进行控制。使式(6)变形，就可以得到式(7)。
R＝(α/β)×re (7)固定电阻R5、R6，在式(7)中，变成为把re替换成2re的公式。
在滤波器电路31内设置有图11那样的限幅放大器71的情况下，线性地进行动作的范围为±VT(大约±52mV)，对于直流误差电压1mV足够地大。因此，要得到对于直流误差电压足够大的动作范围，就必须使滤波器电路31在非线性范围内动作。由于要把直流误差电压作成为1％以下，故通常要使输入信号电平变成为100mV。但是，在使滤波器电路31在非线性范围内动作的情况下，由于滤波器电路31的移相量将随着输入信号电平的变化而变化，故需要图11的限幅放大器71。
图12是具有限幅放大器71的90度移相电路21a的电路图。借助于此，可以得到对于直流电压误差足够大的输入信号电平。
如上所述，在本实施例的情况下，由于借助于插入到滤波器电路31中的电阻R5～R8抵消由90度移相电路21a的限幅放大器71所产生的固定的移相量，故可以实现能够忠实地跟踪90度移相电路21a的移相量地控制频率特性的滤波器电路31。借助于此，即便是在产生了相邻的不需要的高次谐波的情况下，也可以用滤波器电路31使不需要的高次谐波进行衰减。
在图3中，虽然说明的是具有滤波器电路31和移相调整电路32这双方的本振电路14b，但是，如图13所示，也可以考虑具有滤波器电路31但却不具有移相调整电路32的本振电路14b，或如图14所示，具有移相调整电路32但却不具有滤波器电路31的本振电路14b。
在图13的构成的情况下，虽然不能进行90度移相电路21a的移相量的调整，但却可以用滤波器电路31除去不需要的高次谐波成分。此外，在图14的构成的情况下，虽然不能进行用滤波器电路31的高次谐波成分的除去，但却可以进行90度移相电路的移相量的调整。在图13和图14的不论那种情况下，与图3比都可以简化电路构成。
就如以上详细说明的那样，倘采用本发明，由于把N个倍频电路级联连接起来，向第1级的倍频电路供给来自石英振子的源振荡信号，故即便是源振荡频率低，从最后一级倍频电路也可以输出足够高的频率信号。因此，源振荡装置的设计变的容易起来，源振荡信号的特性也将稳定化。
此外，由于用90度移相电路和混频器构成，故可以效率良好地抑制不需要成分，可以实现不怕干扰的倍频电路。此外，采用对倍频电路的连接级数进行调整的办法，可以得到足够高的频率的信号。
再者，采用在倍频电路中设置滤波器电路的办法，可以确实地除去不需要的高次谐波成分。此外，采用在滤波器电路内设置可变阻抗器件的办法，可以跟踪移相电路的移相量控制滤波器电路的频率特性。
此外，采用在滤波器电路和移相电路这双方内设置限幅放大器的办法，可以使滤波器电路的频率特性和移相电路的截止频率不依赖于输入信号电平。
此外采用与滤波器电路的可变电阻串联地插入阻抗器件的办法，可以抵消由移相电路的限幅放大器所产生的固定的移相量，可以把滤波器电路的频率特性控制为使得忠实地跟踪源振荡频率的变化。
再者，倘用本发明的倍频电路构成超外差式的接收机，则可以容易地把除去石英振子和天线以外的的部分集成为一个芯片，可以实现小型化和降低价格。
权利要求
1.一种倍频电路，具备使用石英振子以产生源振动信号的源振荡电路；分别具有使输入信号的相位相移90度的90度移相电路、根据上述输入信号和上述90度移相电路的输出信号产生上述输入信号的2倍频信号的混频器的n个倍频电路，n为大于2的整数，上述n个倍频电路级联连接，向第一级的倍频电路输入上述源振荡信号，最后一级的倍频电路输出上述源振荡信号的频率的2n倍的频率的信号。
2.权利要求1所述的倍频电路，其特征是具备插入在上述n个倍频电路的至少一部分的级间以除去不需要的频率成分的滤波器电路。
3.权利要求1所述的倍频电路，其特征是在上述n个倍频电路之内具备至少与一部分的倍频电路对应地设置的移相调整电路，该移相调整电路把对应的上述90度移相电路的移相量调整为使得对应的上述混频器的输出直流电压几乎变成为0。
4.权利要求3所述的倍频电路，其特征是上述90度移相电路具备用上述移相调整电路的输出调整电流量的第1电流源；与在上述电流源中流动的电流量对应地可变控制阻抗的第1阻抗器件；第1电容器器件。
5.权利要求3或4所述的倍频电路，其特征是具备插入在上述n个倍频电路的至少一部分的级间以除去不需要的频率成分的滤波器电路，上述移相调整电路，把对应的上述滤波器电路的频带特性调整为使得对应的上述混频器的输出直流电压几乎变成为0。
6.权利要求5所述的倍频电路，其特征是上述滤波器电路具备用上述移相调整电路的输出调整电流量的第2电流源；与在上述电流源中流动的电流量对应地可变控制阻抗的第2阻抗器件。
7.权利要求2～4中的任何一项权利要求所述的倍频电路，其特征是上述滤波器电路具备连接在输入端子和输出端子之间，用电流使阻抗可变的第1可变阻抗器件；连接到上述输出端子上的第1电容器器件；与电流对应地控制上述输出端子的电压的第2可变阻抗器件；使与流向第2可变阻抗器件的电流同相位的电流流向上述输出端子的电流供给电路。
8.权利要求2～4中的任何一项权利要求所述的倍频电路，其特征是上述滤波器电路，具有连接在第1输入端子和第1输出端子之间，用流向上述第1输入端子的电流可变控制阻抗的第1可变阻抗器件；连接在第2输入端子和第2输出端子之间，用流向上述第2输入端子的电流可变控制阻抗的第2可变阻抗器件；连接到上述第1和第2输出端子间的第1电容器器件；控制上述第1输出端子的电压的第1晶体管；控制上述第2输出端子的电压的第2晶体管；连接到上述第1和第2晶体管的各个输出端子间的第2电容器器件，上述第1晶体管使与流向上述第2晶体管的电流同相位的电流流向上述第1输出端子，上述第2晶体管使与流向上述第1晶体管的电流同相位的电流流向上述第2输出端子。
9.权利要求8所述的倍频电路，其特征是上述第1～第4可变阻抗器件中的至少一个用双极晶体管构成，并采用控制流向该晶体管的发射极端子的电流的办法可变控制阻抗。
10.权利要求9所述的倍频电路，其特征是上述第1～第4可变阻抗器件中的至少一个用连接成达林顿的多个双极晶体管构成。
11.权利要求7所述的倍频电路，其特征是上述滤波器电路具有连接在上述第1和第2输入端子及上述第1和第2可变阻抗器件之间，把输入信号的电压振幅限制到规定的电压范围之内输出的第1限幅放大器，上述90度移相电路，具有彼此级联连接，使输入信号的相位分别大体上移相45度后输出的第1和第2移相部分；连接到上述第1移相部分的前一级上，把输入信号的电压振幅限制到规定的电压范围内输出的第2限幅放大器；连接到上述第2限幅放大器与上述第2移相部分之间，把上述第1移相部分的输出信号的电压振幅限制到规定的范围内输出的第3限幅放大器。
12.权利要求8所述的倍频电路，其特征是上述滤波器电路，具有连接在上述第1可变阻抗器件与上述第1输出端子之间的第1阻抗器件；连接在上述第2可变阻抗器件与上述第2输出端子之间的第2阻抗器件；连接在上述第1晶体管与上述第2电容器器件之间的第3阻抗器件；连接在上述第2晶体管与上述第2电容器器件之间的第4阻抗器件。
13.权利要求2～4中的任何一项权利要求所述的倍频电路，其特征是上述滤波器电路至少插入在第1级与第2级的上述倍频电路之间。
14.一种半导体集成电路，具备产生本振信号的本振电路；根据上述本振信号把用天线接受到的高频信号变换成中频信号的中频信号变换电路；根据上述中频信号进行解调处理的解调电路，其特征是上述本振电路具备使用石英振子产生源振动信号的源振荡电路；分别具有使输入信号的相位相移90度的90度移相电路、根据上述输入信号和上述90度移相电路的输出信号输出上述输入信号的2倍频信号的混频器的n个倍频电路，上述n个倍频电路级联连接，向第一级的倍频电路输入上述源振荡信号。
全文摘要
用简单的电路除去不需要的高次谐波成分的倍频电路。在振荡电路14a的内部,设置级联连接的3级2倍频电路2,向第1级2倍频电路2供给源振荡信号,为了产生8倍频的本振信号,即便是源振荡信号低,也可以产生足够高频率的本振信号。采用在倍频电路2的级间设置滤波器电路31的办法,就可以用插入到滤波器电路31内的电阻R6～R8来抵消90度移相电路21a的限幅放大器26所产生的固定的移相量,因而可以确实地抑制不需要的高次谐波的产生。
文档编号H03B21/00GK1326264SQ01117159
公开日2001年12月12日 申请日期2001年4月27日 优先权日2000年4月27日
发明者增本博, 铃木恒雄, 今山辉男 申请人:株式会社东芝