专利名称：用于数字信号的音量控制设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及数字音量控制设备，尤其涉及用于数字音频信号的音量控制设备，该设备包括逻辑单元，向该逻辑单元提供要进行控制的数字输入信号，并且该逻辑单元提供音量得到控制的数字输出信号，由从音量控制元件的输出信号导出的控制信号决定所述数字输入信号的音量控制。
背景技术：
音量控制元件可以是如音频装置中的手动控制设备的形式，可以是自动音量控制器或计算机的一部分，该计算机提供输出信号，从该输出信号导出控制信号。
在当前市场上，可以得到用于数字音频信号的各种音量控制设备，这些设备有时候以软件实现并在数字信号处理器上运行，或以硬件实现，并常常与其它信号处理模块集成在一起。实际上，以硬件实现的数字音量控制设备具有乘法器形式的逻辑单元，其中，乘法运算的字长很大。例如，当应用具有24比特普通字长的脉冲编码调制(PCM)音频输入信号并且必须在约-83dB至约+11.5dB范围内控制这些音频输入信号的音量时，为了在整个控制范围内得到2dB的分辨率，必须应用至少18比特的控制信号。要在整个控制范围内得到1.5dB分辨率，需要至少20比特的控制信号。然而，24比特的音频输入信号与18或20比特的控制信号的乘法运算需要大且较贵的乘法器。另外，在音量变化期间，即，音量控制设备的动态模式期间，甚至约1.5dB的分辨率也不足以避免可听见的“喀呖”声。
从US-A-6405092可知如开始所描述的一种数字音量控制设备。在第一实施例中，所述专利说明书中的逻辑单元由移位器形成，从而根据控制信号，所提供的字可以双向移位。这意味着只得到了6dB的分辨率。为了得到更高分辨率，例如1.5dB，在所述专利说明书中的另一个实施例中，利用了乘法器，该乘法器具有多个加法器，以将多个移位后的输入字相加，而在具有1.5dB音量阶梯的音量变化期间，仍然可以听到“喀呖”声。
发明内容
本发明的目的是提供一种数字音量控制设备，其中，避免使用大且昂贵的乘法器，并得到了音量控制中的高分辨率。
因此，根据本发明，在开始段中描述的数字音量控制设备的特征在于，该数字音量控制设备还包括转换装置，用于以第一采样频率接收控制信号，该控制信号的形式为一连串具有k个有效位的m-比特字，并以较高的、第一采样频率至少k/j倍的第二采样频率将控制信号转换成中间信号，该中间信号包括一连串具有j个有效位的m-比特字；平均装置，用于通过将该中间信号与数字输入信号相乘产生相乘后的信号，并通过对相乘后的信号求平均产生输出信号。
具体地，当将量化器设计成提供m-比特字，该m-比特字只具有提供到噪声整形器的字的最高有效位，即j＝1时，可以由简单的移位寄存器构成该逻辑单元。这种情况下，替代复杂的乘法运算，可以只执行多个连续的移位操作。值j＝2或3的情况下，逻辑单元中仍然需要简单的乘法运算。
应用低通滤波器的优点是，避免了可听见的“喀呖”声。音量变化期间，出现许多音量阶梯，每个音量阶梯比例如1.5dB小得多。当在稳定阶段例如出现1.5dB音量阶梯时，在动态状态下，即，在音量变化期间，低通滤波器引入了小得多的音量阶梯。
通常，在音频系统中可以得到过采样的数字输入信号。例如，激光唱机(CD-player)的值fs约为44.1kHz的标准采样率的情况下，以及，因为该音频系统的其它部分中的数字输入信号需要约11MHz的采样率，即，256*fs，所以除了幅度分辨率之外，还可以得到时间分辨率。当该低通滤波器在64*fs时钟频率下运行时，上采样器可以以四倍的更高频率(即，256*fs)提供字。这说明，每四个上采样器的时钟周期期间，由低通滤波得到的一个信号和全零组成的三个信号形成的信号输入到噪声整形器，使得，通过连续合拍地产生四个由2的幂组成的乘法因数，可以得到对应于期望的乘法因数的平均乘法运算。对应于利用复杂乘法器情况下的音量控制的高分辨率，在不使用加法器的情况下，仅通过多个连续移位操作实现期望的乘法。
本发明不仅涉及数字音量控制设备，而且涉及包括这样一个数字音量控制设备的音频装置。
通过以下优选实施例的描述并参考附图，进一步说明本发明。
图1示出了根据本发明的数字音量控制一个实施例的框图；图2示出了进一步说明该框图的操作的示图。
发明详述图1的框图中示出了用于数字音频信号的音量控制设备，其中参考标号1表示分贝-线性解码器(dB-to-linear decoder)。将n-比特字形式的输入信号输入到该解码器，该输入信号来自用于数字音频输入信号的手动音量控制元件，并覆盖了预定音量范围。例如，当这些输入信号以6-比特字形成，并覆盖从-83至+11.5dB大约94.5dB的音量范围时，它们具有约1.5dB的分辨率。在解码器1中，将对数标度的n-比特字解码成由线性标度的m-比特字形成的输出信号，m＞＞n。为了在至少本例中整个音量范围内保持1.5dB的分辨率，可以由20-比特字形成输出信号，其中，最多有效位个数k＝4比特(4个“1”)。
00000000001101100000，对应于 58,7dB00000000010000000000 60,2dB00000000010011000001 61,7dB00000000010110100000 63,2dB00000000011011000000 64,7dB00000000100000000000 66,2dB在该例以及以下例子中，上述值是以0dB为基准得到的。实际音量值必须减小-83dB。
将解码器1的输出信号输入到低通滤波器2。考虑到节省成本，使用一阶IIR(无限脉冲响应)滤波器。不过，也可以使用高阶IIR滤波器。
为了得到缓慢的音量变化，低通滤波器2具有3.5Hz的截止频率，并将其设计成，在音量变化开始之后的某一时间，其输出信号的值总会等于其输入信号的值。通过这种方法，在稳定状态下，该低通滤波器的输出信号仍然包含最多仅4个比特有效的字。不但可以应用IIR滤波器，而且可以使用FIR(有限脉冲响应)滤波器。这种滤波器的长度决定于截止频率。对于如该实施例中的低截止频率值，必须使用较长的滤波器，即，具有很多滤波器系数的滤波器，可以认为这是一个缺点。
接下来，将低通滤波器2的输出信号输入到纯上采样器3，其中，利用因数4对音量的增加进行上采样。该上采样器在每第4个时钟周期产生一个等于输入的样值，并且，在其它时钟周期采样值为零。对应于本例的20-比特字中的有效位的最大数量，选择上采样因数为4，对下一级的操作进行说明之后，会更加清楚采样因数的选择，该下一级为噪声整形器4，将来自上采样器的样值输入到其中。
噪声整形器4由量化器5和具有延迟一个时钟周期的元件7的反馈环6形成，该反馈环6将量化器的输入信号(Sin+Sf)与输出信号(Sout)之间的差，即，误差信号(Sd)，反馈到噪声整形器的输入端(Sin)。噪声整形器的输入信号与延迟的误差信号(Sf)之间的和在随后的时钟周期被输入到量化器。该例中，量化器只允许最高有效位通过，而将该20-比特字的其它位变为零。通过观察连续的时钟周期t0、t1、t2、t3中的信号Sin、Sout、Sd、Sf，噪声整形器在稳定状态下的操作将变得很清楚
t0Sd＝00000000000000000000Sin＝00000000010011000001(61,7dB)Sf+Sin＝00000000010011000001Sout＝00000000010000000000Sd＝00000000000011000001t1Sin＝00000000000000000000Sf+Sin＝00000000000011000001Sout＝00000000000010000000Sd＝00000000000001000001t2Sin＝00000000000000000000Sf+Sin＝00000000000001000001Sout＝00000000000001000000Sd＝00000000000000000001t3Sin＝00000000000000000000Sf+Sin＝00000000000000000001Sout＝00000000000000000001Sd＝00000000000000000000因此，4个时钟周期之后，误差信号重新为零，并且开始4个时钟周期的下一循环。该噪声整形器4在这4个时钟周期内的输出信号为00000000010000000000000000000000100000000000000000000100000000000000000000000001这些输出信号形成乘法因数，通过该乘法因数控制例如24-比特音频信号的音量。该例中，利用将数字输入信号输入到该音量控制设备的频率的四倍频率产生这些乘法因数。稳定状态下，该乘法因数序列是重复的，如图2A所示。替代24-比特音频信号与20-比特乘法因数之间的乘法运算，该乘法运算简化为四个乘法运算，利用仅有一个有效位的字进行这四个乘法运算。替代复杂乘法器形式的逻辑单元，现在可以由简单的移位寄存器(桶形移位器)8构成该逻辑单元，该移位寄存器8具有用于执行连续移位操作的20个移位位置。对于图2A中所示的乘法因数和图2B中所示的数字输入信号，移位寄存器的输出信号如图2C中所示。要强调的是，这些图形仅示出了稳定状态，即，没有出现音量变化的状态。
本例中，只有移位寄存器8的28个最高位通过。可以由一阶IIR滤波器实现低通滤波器9，该低通滤波器9对移位寄存器8的输出字进行滤波，并将其减小为24-比特字。也可以使用高阶IIR滤波器或FIR滤波器。当应用FIR滤波器时，其输出信号如图2D所示。当使用一阶IIR滤波器时，一些高频分量仍然存在。
在稳定状态下，该4-循环乘法运算处理在功能上等效于，对数字输入信号进行从64*fs到256*fs的上采样，然后通过4-抽头FIR滤波器。如果系数设置成首先是最大值，之后为依次减小的值，这种概念上的FIR滤波器不能抑制64*fs和128*fs附近的频率。因此，输出中含有64*fs和128*fs附近的假信号，当使用另外一个IIR或FIR滤波器9时，能够滤除这些假信号。
在音量变化的情况下，例如4.5dB的变化，从00000000001001100001(55.5dB)到00000000010000000000(60dB)，为了消除在音量变化期间可听到的现象，低通滤波器2实现逐渐的音量变化。这意味着，由24-比特字的较长序列形成该滤波器输出信号，该24-比特字的值在以上两个变化值之间，还可以具有多于4个有效位。这意味着，通常，每4个时钟周期之后的时刻，误差信号Sd不会是零。
在刚要达到最终值00000000010000000000之前的某一时刻，信号Sf+Sin为00000000001111111111时，在之后的4个时钟周期内信号Sin、Sout、Sd和Sf为
t0Sf+Sin＝00000000001111111111Sout＝00000000001000000000Sd＝00000000000111111111t1Sin＝00000000000000000000Sf+Sin＝00000000000111111111Sout＝00000000000100000000Sd＝00000000000011111111t2Sin＝00000000000000000000Sf+Sin＝00000000000011111111Sout＝00000000000010000000Sd＝00000000000001111111t3Sin＝00000000000000000000Sf+Sin＝00000000000001111111Sout＝00000000000001000000Sd＝00000000000000111111以及，考虑到过去4个时钟周期的误差，新的连续4个时钟周期开始t0Sin＝00000000010000000000St+Sin＝00000000010000111111Sout＝00000000010000000000Sd＝00000000000000111111t1Sin＝00000000000000000000Sf+Sin＝00000000000000111111Sout＝00000000000000100000Sd＝00000000000000011111t2Sin＝00000000000000000000Sf+Sin＝00000000000000011111Sout＝00000000000000010000Sd＝00000000000000001111t3Sin＝00000000000000000000Sf+Sin＝00000000000000001111Sout＝00000000000000001000Sd＝00000000000000000111
虽然低通滤波器2的输出达到稳定状态，但是仍然有误差信号Sd。该误差信号将在接下来的四个时钟周期内消失。
t0Sin＝00000000010000000000Sf+Sin＝00000000010000000111Sout＝00000000010000000000Sd＝00000000000000000111t1Sin＝00000000000000000000Sf+Sin＝00000000000000000111Sout＝00000000000000000100Sd＝00000000000000000011t2Sin＝00000000000000000000Sf+Sin＝00000000000000000011Sout＝00000000000000000010Sd＝00000000000000000001t3Sin＝00000000000000000000Sf+Sin＝00000000000000000001Sout＝00000000000000000001Sd＝00000000000000000000现在，噪声整形器已经达到稳定状态。该噪声整形器的输出信号依次为000000000010000000000000000000010000000000000000000010000000000000000000010000000000000001000000000000000000000000100000000000000000000100000000000000000000100000000000010000000000000000000000000001000000000000000000001000000000000000000001
并且在稳定状态下000000000100000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000000001000000000000000000000000000000等此外，该乘法因数是2的幂，使得，仅通过时间序列上的移位操作来实现音量变化。
在音量变化的另一种情况下，例如，-4.5dB变化，从00000000010000000000到00000000001001100001为了消除音量变化期间可听到的现象，低通滤波器2实现逐渐的音量变化。这意味着，由24-比特字的较长序列形成该滤波器输出信号，该24-比特字的值在以上两个变化值之间，还可以具有多于4个有效位。
在刚要达到最终值00000000001001100001之前的某一时刻，信号Sf+Sin为00000000001001100010时，在之后的4个时钟周期内信号Sin、Sout、Sd和Sf为t0Sf+Sin＝00000000001001100010Sout＝00000000001000000000Sd＝00000000000001100010t1Sin＝00000000000000000000Sf+Sin＝00000000000001100010Sout＝00000000000001000000Sd＝00000000000000100010t2Sin＝00000000000000000000Sf+Sin＝00000000000000100010Sout＝00000000000000100000Sd＝00000000000000000010t3Sin＝00000000000000000000Sf+Sin＝00000000000000000010Sout＝00000000000000000010Sd＝00000000000000000000
以及，误差信号再一次为零，同时进入稳定状态。
在本例中，k选为4，量化器传递的20-比特字只包含所输入的m-比特字的最高有效位，使其它比特变为零，即，j＝1的情况。
显然，k也可以为其它值。有效位的最大数量k＝3时，利用以下20-比特控制字，以约2dB的阶梯变化是可能的00000000000100000000，对应于约 48dB00000000000101000100 50dB00000000000110010000 52dB00000000001000000000 54dB00000000001010001000 56dB这种情况下，上采样器在两个连续的滤波后的20-比特字之间只插入了两个由全零组成的20-比特字，同时，噪声整形器的操作频率是分贝-线性解码器1产生20-比特控制信号的频率的三倍。根据所期望的音量控制变化的阶梯大小，可以采用其它k值。
在该优选实施例中，噪声整形器的输出字仅有一个有效位(j＝1)。然而，可以有两个或更多有效位(j＝2或更大)。在2个时钟周期的循环中，k＝4且j＝2的情况下，噪声整形器的输出中的两个有效位表示2次简单乘法运算，以得到与该数字输入信号的期望乘法运算对应的平均乘法运算。
当音量范围小于约94dB时，分贝-线性解码器1的输出字可以包括少于20比特。当该音量范围大于约94dB时，甚至需要大于20比特，当然这取决于期望的音量阶梯的大小。
当需要以硬件实现音量控制时，可以应用这种类型的音量控制。其操作需要的时钟频率至少为输入采样率的k/j倍(k和j如上定义)。可能的应用领域包括西格马-德尔塔(sigma-delta)D/A转换器和数字音频放大器，因为这些设备使用上采样的信号并常常缺少具有乘法器的信号处理核心。动态音量控制不需要乘法器，并且可以由很少的硬件元件集成，从而减低芯片面积。只要可用的时钟频率足够高，该音量控制可以处理所有通用类型的当前信号格式，例如，来自CD-、DVD-或SACD源的信号。
虽然所讨论的实施例中包括噪声整形器，对于本领于技术人员显然的是，也可以使用其它比特-流转换器，例如西格马-德尔塔调制器。
权利要求
1.一种数字音量控制设备，把要进行控制的数字输入信号输入到该数字音量控制设备，该数字音量控制设备提供音量受控的数字输出信号，由控制输入信号决定所述数字输入信号的音量控制，其特征在于，该数字音量控制设备还包括转换装置，用于以第一采样频率接收所述控制信号，所述控制信号的形式为一连串具有k个有效位的m比特字，并以较高的、所述第一采样频率至少k/j倍的第二采样频率将所述控制信号转换成中间信号，该中间信号包括一连串具有j个有效位的m比特字；平均装置，用于通过将所述中间信号与所述数字输入信号相乘来产生相乘后的信号，并通过对该相乘后的信号求平均来产生所述输出信号。
2.根据权利要求1所述的数字音量控制设备，其特征在于，所述转换装置包括用于对所述控制信号进行上采样的上采样器以及用于将该上采样的控制信号转换成所述中间信号的比特流转换器。
3.根据权利要求2所述的数字音量控制设备，其特征在于，所述比特流转换器是噪声整形器，该噪声整形器包括组合器，其通过组合所述控制信号与m-比特误差信号而产生m比特组合信号；量化器，其通过仅传递该组合信号的j个最高有效位，而将其余位设置为零，从而产生所述中间信号；以及反馈环路，用于根据所述量化器误差产生所述误差信号。
4.根据权利要求1至3中任意一项所述的数字音量控制设备，其特征在于，j＝1，从而，所述平均装置包括一个移位寄存器，用于使所述中间信号与所述数字输入信号相乘。
5.根据权利要求1至4中任意一项所述的数字音量控制设备，其特征在于，所述转换装置包括低通滤波器，用于在上采样之前对所述控制信号进行滤波。
6.根据权利要求5所述的数字音量控制设备，其特征在于，所述低通滤波器是无限脉冲响应滤波器。
7.根据权利要求1至6中任意一项所述的数字音量控制设备，其特征在于，所述平均装置包括低通输出滤波器。
8.根据权利要求7所述的数字音量控制设备，其特征在于，所述低通输出滤波器是无限脉冲响应滤波器。
9.根据权利要求7所述的数字音量控制设备，其特征在于，提供上采样器，用于以因数k/j对所述数字输入信号进行上采样，以及，所述低通输出滤波器由具有k/j个抽头的有限脉冲响应滤波器形成。
1O、根据权利要求1至9中任意一项所述的数字音量控制设备，其特征在于，提供分贝-线性解码器，用于根据n比特对数控制信号产生所述控制信号。
11.根据权利要求10所述的数字音量控制设备，其特征在于，对于n＝6、m＝20和k＝4，所述音量装置的所述输出信号覆盖约94dB的范围。
12.一种音频装置，其包括根据上述权利要求中任意一项的数字音量控制设备。
全文摘要
一种数字音量控制设备，其包括用于数字输入信号音量控制的逻辑单元。连续提供最多k比特有效的m－比特字，从具有量化器(5)元件的音量控制器(4)的输出信号得到或由其提供通过量化器(5)的m－比特字，通过量化器(5)的m－比特字只具有这些滤波后的信号的j个最高有效位。噪声整形器以提供m－比特字的频率的k/j倍频率操作。提供上采样器3，用于调整滤波后的m－比特字的频率，使适合于噪声整形器。该操作频率高于数字输入信号的采样率至少因数k/j。由通过量化器的m－比特字形成逻辑单元的控制信号。
文档编号H03M7/00GK1765049SQ200480008141
公开日2006年4月26日 申请日期2004年3月24日 优先权日2003年3月27日
发明者丹尼尔·申克尔, 阿德里安努什·J·M·范图吉, 彼德鲁斯·A·C·M·努吉坦恩 申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司