专利名称：数字放大器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种数字放大器(D类放大器)，尤其涉及一种数字放大器的过电流检测电路。
背景技术：
近年来，数字放大器由于其高效率而被广泛使用，每种数字放大器均供用于将诸如音乐信号的模拟信号转换为脉冲信号、放大脉冲信号的功率、并通过低通滤波器来输出放大的脉冲信号。
作为这种数字放大器中的保护电路，有已知的限流器(非专利文件1)。
图7是示出配备有限流器的这样一种数字放大器的结构实例的示图。
在图7中，标号51表示输入放大器；标号52表示用于根据输入模拟信号的幅度产生脉冲信号并输出用于驱动D类放大级的驱动信号的PWM调制部分；标号53表示由开关装置QH和QL构成的D类放大级(开关级)，开关装置QH和QL是功率MOSFET等；标号C51和C52表示去耦电容器；标号54表示用于根据从D类放大级53输出的脉冲信号再现模拟信号的输出滤波器(低通滤波器)；标号55表示扬声器；并且标号56表示当保护电路检测到流入功率MOSFET QH的漏极电流Id达到预定阈值(极限值)或更高的情况时执行保护操作的保护电路。
将电流检测电阻器Rd插入D类放大级53的高边(high-side)MOSFET QH的漏极和正电源电压+V之间，从而由于流入MOSFETQH的漏极电流Id导致在电流检测电阻器Rd的两端之间产生电压Vd(＝Rd·Id)。进行这样的连接在保护电路56的晶体管Q51的基极和射极之间施加通过由电阻器R51和R52将电压Vd分压而获得的电压。一旦由于负载短路之类的原因导致超过极限值的过量漏极电流Id流入MOSFET QH，晶体管Q51就导通以执行用于保护开关装置QH的保护操作。
顺便提一下，尽管在前面的描述中插入了电流检测电阻器Rd，但是也已经有方案建议其中替代地根据当MOSFET导通时在MOSFET的漏极和源极之间产生的并直接检测到的电压来执行保护操作(专利文件1)。
尽管在图7的实例中检测流入高边开关装置QH的过电流，但是可能替代地检测流入低边(low-side)开关装置QL的过电流，或者可能既检测流入高边开关装置的过电流又检测流入低边开关装置的过电流。
另一方面，模拟功率放大器使用其限流器的电流阈值取决于输出电压的PC限幅器。
图8是示出这种配备有PC限幅器的模拟功率放大器的结构实例的示图。
在图8中，电阻器R62和R63与输出晶体管Q61的射极电阻器R61并联。射极电阻器R61与电阻器R62和R63之间的连接点与晶体管Q63的基极连接。晶体管Q63的基极通过电阻器R64和二极管D61接地。
在这样构成的电路中，根据输出晶体管Q61的负载电流Ic在电阻器R61的两端之间产生电压。在电阻器R63的两端之间产生通过电阻器R62和R63将此电压分压而获得的部分电压和通过电阻器R63和R64将输出电压分压而获得的部分电压(与通过电阻器R62和R63获得的部分电压反向的电压)。当在电阻器R63两端之间这样获得的电压比晶体管Q63可以导通的电压高时，晶体管Q63导通从而晶体管Q64导通。因此，开始保护操作。
以此方式，从功率放大器输出级的射极电阻器R61的两端之间产生的电压检测输出晶体管Q61的负载电流Ic，并且电阻器R63获取输出电压的幅度。因此，当输出电压的幅度大时，响应于大电流值执行保护操作。另一方面，当输出电压的幅度小时，响应于小电流值执行保护操作。
例如，根据PC限幅器，当负载短路时，可将电流极限值设置得这样小从而使得可减小施加于输出装置的负载。因此，就对输出装置的保护而言，PC限幅器比前述限流器更有效。
专利文件1日本专利公开No.2003-604449非专利文件12004年11月1日CQ Publishing Co.Ltd.出版的Tamotsu Inaba所著的“Basics and Practices of Power MOSFETApplications”，第68-72页为了设计一种采取大的最大输出的数字放大器，就必须根据输出级的MOSFET最大负载电流来设置将由限流器检测的电流阈值。结果是，例如当扬声器在以小信号再现期间在短路模式(short mode)下损坏时、当具有超过放大器的实际性能的低AC阻抗的扬声器以大幅度发声时、或当在由于用户错误接线而导致部分扬声器导线保持与负端点、机箱等连接的情况下长期使用扬声器时，可能因为没有执行保护操作而使得输出级的MOSFET损坏。通常，用户可能会错误接线，或者可能存在扬声器的AC阻抗低于标称值的频带。在此情况下，必须保护该设置免受破坏。
在该数字放大器中，重复接通和断开的电源电压波形看上去是输出滤波器的线圈的简单短路。正弦波等的任何输出幅度由开关的负载比表示。因此，存在有前述在模拟放大器中工作的PC限幅器不能检测最终信号的输出幅度的问题。
而且，前述数字放大器中的背景技术限流器通过接通和断开输出晶体管来简单地执行保护操作。因此，不可能执行这样的操作在任何时刻均监视负载电流，以便考虑到负载电流和放大器的实际性能之间的平衡来限制该最大输出幅度。
发明内容
因此，本发明的一个目的是提供一种可以执行优化的保护操作的数字放大器。
为了达到上述目的，本发明提供一种数字放大器，其具有包括串联连接的第一开关装置和第二开关装置的D类放大级；与所述D类放大级的输出连接的低通滤波器；用于检测至少流入所述第一开关装置或所述第二开关装置的脉冲电流的电流检测单元；用于检测从所述低通滤波器输出的模拟信号的电压的输出电压检测单元；以及基于所述电流检测单元检测到的电流值和所述输出电压检测单元检测到的输出电压执行保护操作的保护单元，当所述输出电压低时，所述保护单元响应于低电流值开始保护操作，当所述输出电压高时，所述保护单元响应于高电流值开始保护操作。
将所述电流检测单元设计为检测与所述第一或第二开关装置串联地插入的电阻器的两端之间产生的电压，或将其设计为检测当所述开关装置导通时在所述第一或第二开关装置的两端之间产生的电压。
而且，将所述保护单元设计为包括当由所述电流检测单元检测到的电流值超过预定阈值时起动的开关元件、和根据由所述输出电压检测单元检测到的输出电压来改变阈值的阈值调整电路。或者这样设计所述保护单元将由所述电流检测单元检测到的电流值和由所述输出电压检测单元检测到的输出电压输入到所述保护单元，并且当所述电流值超过与所述输出电压相应的阈值时所述保护单元执行保护操作。
所述数字放大器还包括用于根据所述保护单元的输出将输出低通滤波器和负载彼此断开的开关元件、或用于根据所述保护单元的输出控制输入信号幅度的单元。
根据本发明的数字放大器，可配备与背景技术中的模拟放大器中的PC限幅器相似的PC限幅器。扬声器可能在以小信号进行再现期间在短路模式下损坏。具有超过所述放大器的实际性能的低AC阻抗的扬声器可能以大幅度发声。可能在由于用户错误接线而导致部分扬声器导线保持与负端点、机箱等接触的情况下长期使用扬声器。在这种情况下，可以响应于低电流值执行保护操作。另一方面，在以规定的负载用最大幅度输出时，可将对异常情况的检测暂停到输出装置的电流达到其额定电流为止。因此，可获得安全和高功率放大器。
而且，根据本发明的数字放大器，其中输入由所述电流检测单元检测到的电流值和由所述输出电压检测单元检测到的输出电压，从而当所述电流值超过与所述输出电压相应的阈值时执行保护操作，可考虑到所述负载电流和所述放大器的实际性能之间的平衡来执行最优化的保护操作。
而且，根据本发明的数字放大器，其中通过所述保护单元的输出来控制输入信号的幅度，可将信号电平自动降低到利用其输出MOSFET可以在足够安全的幅度范围内驱动的幅度电平而不会损坏输出MOSFET，或者可仅抑制最大输出幅度。尤其是当具有超过放大器的实际性能的低AC阻抗的扬声器以大幅度发声时，可以在不关闭所述放大器的情况下连续执行再现。
图1是示出根据本发明的数字放大器的一个实施例的示意性结构的框图。
图2是用于解释在根据本发明的数字放大器中执行保护操作的区域的示图。
图3是示出根据本发明的数字放大器的另一实施例的结构的框图。
图4是示出根据本发明的数字放大器的又一实施例的结构的框图。
图5是示出根据本发明的数字放大器的又一实施例的结构的框图。
图6是示出根据本发明的数字放大器的又一实施例的结构的框图。
图7是示出背景技术中的数字放大器的结构的示图。
图8是示出配备有PC限幅器的模拟功率放大器的结构实例的示图。
具体实施例方式
图1是示出根据本发明实施例的数字放大器的示意性结构的框图。在图1中，标号1表示用于放大模拟输入信号的输入放大器；标号2表示用于产生具有与来自输入放大器1的模拟信号的幅度相应的脉冲宽度的PWM信号、并输出用于驱动D类放大级3的开关装置QH和QL的驱动信号的PWM(脉宽调制)调制部分；标号3表示具有串联连接的开关装置QH和QL的D类放大级(开关级)，所述开关装置QH和QL是MOSFET等；C1和C2表示去耦电容器；标号4表示用于从输出自D类放大级3的脉冲信号再现模拟信号的输出滤波器(低通滤波器)；以及标号5表示用作负载的扬声器。
如图1所示，将电流检测电阻器Rd插入高边开关装置QH和正电源电压+V之间，从而当在电流检测电阻器Rd的两端之间产生流入开关装置QH的漏极电流Id时，由Id·Rd(＝Vd)来表示电压Vd。顺便提一下，将电阻器Rd的电阻值设置为一个低值(例如，大约几十欧姆)，以便减小损耗。
另外，参考标号6表示与图7中的保护电路56相似的保护电路。即，保护电路6执行保护操作以防止当流入开关装置QH的负载电流(漏极电流)Id超过预定阈值时开关装置QH被损坏。将输出电压检测电路7与低通滤波器4的输出端(扬声器5的连接点)相连接，以便检测模拟输出信号的电压幅度。电流阈值调整电路8接收在电流检测电阻器Rd的两端之间产生的电压Vd和输出电压检测电路7的输出。根据模拟输出信号的幅度，电流阈值调整电路8调整电流阈值(极限值)，保护电路6将利用该电流阈值开始其保护操作。电流阈值调整电路8用于当模拟输出信号的电压幅度大时响应于大电流值控制保护操作开始，并且当电压幅度小时响应于小电流值控制保护操作开始。以此方式，可根据开关装置QH的损耗执行保护，以便在没有最大输出的损耗的情况下可以实现安全保护操作。顺便提一下，下面将描述输出电压检测电路7和阈值调整电路8的具体结构。
图2是示出在根据本发明这样构造的数字放大器中执行保护操作的区域的示图。
在图2中，横坐标表示模拟输出信号的输出电压幅度(Vout)，并且纵坐标表示流入开关装置的负载电流(漏极电流)Id。在图2中，参考标号21表示正常使用中的信号再现区域；以及标号22表示用于执行保护操作的电流阈值(极限线)。漏极电流Id比极限线22高的区域是保护操作执行区域。如图2所示，当输出电压幅度Vout大时，极限线22取漏极电流的最大值Idmax(极限电流)。随着输出电压幅度Vout降低，极限线也下降。因此，例如在扬声器短路时或在过载时，可在具有图2中示出的小幅度和大电流的异常区域24中执行保护操作。
另一方面，如由图2中的虚线23所表示，背景技术中的限流器中的极限线固定在一个恒定值(Idmax)而不考虑输出电压幅度。因此，不能在如图2中示出的具有小幅度和大电流的异常区域24中执行保护操作。
以此方式，根据本发明，即使在数字放大器的低电流区域中也能够以与背景技术模拟放大器的PC限幅器相同的方式执行安全保护。
尽管已经描述了将电流检测电阻器Rd插入开关装置QH和正电源电压+V之间以便检测负载电流的情况，但是，可以通过在开关装置接通时检测在开关装置的两端之间产生的电压来检测负载电流。
在图1中示出的实施例中，期望仅检测流入高边开关装置QH的电流。然而，可以期望检测流入低边开关装置QL的电流。可选地，可以为高边和低边的每一个设置电流检测电阻器、输出电压检测电路和电流阈值调整电路，以便根据高边和低边电流检测输出开始保护操作。
而且，不可以通过将该电路与扬声器断开或通过切断电源从而关闭数字放大器来执行保护操作，但是可以通过控制输入信号的电平或限制输入信号的幅度从而减小负载电流来执行保护操作，同时在数字放大器的实际性能范围内连续操作。
下面将描述根据本发明的这种数字放大器的各种实施例。
图3是示出根据本发明的数字放大器的一个实施例的结构的框图。在图3中，输入放大器1、PWM调制部分2、D类放大级3、输出低通滤波器4和扬声器5与图1中示出的相似。
在此实施例中，既在高边检测电流又在低边检测电流。将第一电流检测电阻器Rd1插入高边开关装置(MOSFET)QH和正电源电压+V之间，并且将第二电流检测电阻器Rd2插入低边开关装置(MOSFET)QL和负电源电压-V之间。另外，将开关9插入低通滤波器4和扬声器5之间，以便根据保护电路(或CPU)12的输出将低通滤波器4和扬声器5彼此断开。将高边输出电压检测电路10和低边输出电压检测电路11与低通滤波器4的输出端相连接。
在这样构造的数字放大器中，由电阻器R1和R2将高边电流检测电阻器Rd1的两端之间产生的电压分开，从而提供给PNP型晶体管Q1的基极。高边输出电压检测电路10连接到晶体管Q1的基极，并且是PNP型晶体管Q2的射极通过电阻器R3连接到晶体管Q1的基极。晶体管Q2的集电极接地，同时二极管D1的阴极与晶体管Q2的基极相连。电阻器R4连接在晶体管Q2的基极和地之间。二极管D1的阳极与低通滤波器4的输出端相连接。
将电流IdrrH(吸收电流)设计成总是流入这样构造的输出电压检测电路10的晶体管Q2。当从低通滤波器4输出的输出电压的幅度大时，晶体管Q2的基极电位通过二极管D1提高，从而吸收电流IdrrH的值变小。反之，当输出电压的幅度小时，吸收电流IdrrH的值变大。
由于漏极电流IdH流入MOSFET QH，所以在电流检测电阻器Rd1的两端之间产生电压VdH(＝IdH·Rd1)。将通过由电阻器R1和R2将电压VdH分压而获得的电压、和由于吸收电流IdrrH流入晶体管Q2从而在电阻器R2两端之间产生的电压施加到晶体管Q1的基极和发射极之间。在此，假设当输出电压的幅度大同时吸收电流IdrrH的值小时调整电阻器R1、R2和R3的电阻值以便晶体管Q1的基极-射极电压等于利用其晶体管Q1可以导通(electrically connected)的电压(大约0.6V)，并且流入MOSFET QH的漏极电流等于极限电流Idmax。因此，当输出电压的幅度大时，一旦IdH达到Idmax，晶体管Q1就导通。反之，当输出电压的幅度小时，在电阻器R2两端之间的压降由于流入晶体管Q2的吸收电流IdrrH增加而增加。结果，尽管在电流检测电阻器Rd1两端之间产生低电压，晶体管Q1仍然导通。因此，当输出电压的幅度小时，利用其晶体管Q1可以导通的电流阈值可以下降，从而可实现如图2所示的针对具有小幅度和大电流的异常区域的保护。
顺便提一下，当晶体管Q1导通时，由电阻器R5和R6将正电压输入保护电路12。响应于该正电压，保护电路12切断开关9，从而断开负载(扬声器5)，由此保护MOSFET QH和QL。也可以替代地切断电源。
低边的布置方式与高边相同。即，将电流检测电阻器Rd2插入低边MOSFET QL的漏极和负电源电压-V之间，并且将其通过由电阻器R7和R8构成的分压器电路与NPN型晶体管Q3的基极相连接。NPN型晶体管Q4的射极通过电阻器R9与晶体管Q3的基极相连接。晶体管Q4的集电极接地。晶体管Q4的基极通过电阻器R10接地，并且与二极管D2的阳极相连接。二极管D2的阴极与低通滤波器4的输出端相连接。
以与前述高边晶体管Q2中相同的方式，吸收电流IdrrL在任意时刻都流入晶体管Q4。当从低通滤波器4输出的模拟信号的负向(negative-side)电压幅度大时，吸收电流IdrrL的值小。当从低通滤波器4输出的模拟信号的负向电压幅度小时，吸收电流IdrrL的值大。以与上述相同的方式设置电阻器R7、R8和R9的值，从而当吸收电流IdrrL小并且流入低边MOSFET QL的漏极电流IdL达到该MOSFET QL的极限电流Idmax时，晶体管Q3导通。因此，当输出电压的负向幅度大时，一旦流入该MOSFET QL的漏极电流IdL达到极限电流Idmax，晶体管Q3就导通。当输出电压的幅度小时，流入晶体管Q4的吸收电流IdrrL变大。因此，在电阻器R8产生的电压增加，从而晶体管Q3响应于比极限电流Idmax低的电流导通。因此，可以实现如图2所示的针对具有小幅度和大电流的异常区域的保护。
顺便提一下，由于晶体管Q3的导通而在电阻器R12产生的负电压的极性由反转电路I反转为正。将极性反转的电压输入到保护电路12。当表示晶体管Q1已经导通的输入或表示晶体管Q3已经导通的输入产生时，保护电路12执行诸如断开开关9之类的保护操作。
以此方式，在此实施例中，电流监视装置既安装在高边又安装在低边，从而可通过数字放大器实现与模拟放大器的PC限幅器相似的保护操作。
图4是示出本发明另一实施例的结构的示图。
在此实施例中，不像图3中示出的前述实施例中那样插入电流检测电阻器Rd1和Rd2。当高边MOSFET QH和低边MOSFET QL导通时，由于它们各自的导通电阻而在高边MOSFET QH的两端之间并且在低边MOSFET QL的两端之间产生电压。检测那些电压以便检测分别流入高边MOSFET的电流。在图4中，与图3中示出的组成部分相同的组成部分相应地由相同的标号表示，在此省略对它们的描述。
在图4中，开关SW1是由MOSFET QH的驱动信号控制以便与MOSFET QH互锁地导通/切断的开关，并且开关SW2是由MOSFETQL的驱动信号控制以便与MOSFET QL互锁地导通/切断的开关。
当高边MOSFET QH导通时，开关SW1与MOSFET QH互锁地导通，其结果是将由于MOSFET QH的导通电阻(大约几个或几十欧姆)而在MOSFET QH的两端之间产生的电压通过开关SW1提供给电阻器R1和R2组成的串联电路。因此，以与图3中的情况相同的方式，可检测到流入MOSFET QH的漏极电流IdH。
而且，当低边MOSFET QL导通时，开关SW2与MOSFET QL互锁地导通，其结果是将在MOSFET QL的两端之间产生的电压通过开关SW2提供给电阻器R7和R8组成的串联电路。因此，以与上述相同的方式，可检测到流入MOSFET QL的漏极电流IdL。
根据此实施例，可防止由于插入电流检测电阻器Rd1和Rd2导致的损耗。
在前述实施例中，为了保护操作而既检测在高边又检测在低边的漏极电流。本发明不限于所述实施例。为了保护操作，可仅检测高边的电流或仅检测低边的电流。
由保护电路12进行的处理不限于基于断开开关9或断开电源来断开电路。通过控制输入信号的电平或限制输入信号的幅度，可抑制负载电流以在MOSFET的性能范围内连续工作。
图5是示出根据本发明的数字放大器的又一实施例的结构的示图。
在图5中示出的实施例中，一直监视流入诸如MOSFET等的每一开关装置的脉冲电流和来自低通滤波器的模拟输出信号的电压幅度以便确定负载电流和输出电压之间的对应关系。基于确定的对应关系，执行保护操作。在此实施例中，放大器不关闭，但是执行过载补偿控制作为保护操作。在过载补偿控制中，控制输入信号的幅度以抑制负载电流，以便连续操作。
在图5中，与图3中的组成部分相同的组成部分相应地由相同的标号表示，在此省略对它们的描述。
在此实施例中，在前述输入放大器1和前述PWM调制部分2之间设置用于控制输入信号的幅度的幅度控制部分13。可将用于限制输入信号的幅度的限压器电路、用于调整输入信号的电平的衰减器等用作幅度控制部分13。
以与图3的情况相同的方式，将电流检测电阻器Rd1插入高边MOSFET QH和正电源电压+V之间。电阻器R21和由电阻器R22和电容器C11组成的并联电路串联连接在电流检测电阻器Rd1的两端之间。电阻器R21和R22之间的连接点连接到二极管D11的阳极。二极管D11的阴极连接到PNP型晶体管Q11的基极。晶体管Q11的基极通过电阻器R23接地。晶体管Q11的射极通过电阻器R24连接到正电源电压+V。晶体管Q11的集电极通过由电阻器R25和R26构成的串联电路接地。电阻器R25和R26之间的连接点用作对过载补偿控制电路(或CPU)14的输入端。
由于流入高边MOSFET QH的漏极电流IdH导致在电流检测电阻器Rd1的两端之间产生电压Vd(＝IdH·Rd1)。将通过由电阻器R21和R22将电压Vd分压而获得的电压通过二极管D11施加到晶体管Q11的基极。与施加到晶体管Q11的基极的电压成比例的电流IdpH流入晶体管Q11。即，与高边MOSFET QH的漏极电流IdH成比例的电流流入晶体管Q11，从而在电阻器R26的两端之间产生其幅度与漏极电流IdH成比例的电压。将该电压(高边电流电平检测信号)输入到过载补偿控制电路14，以便由过载补偿控制电路14在任意时刻可以监视漏极电流IdH。
二极管D13的阳极与低通滤波器4的输出端相连接。二极管D13的阴极通过由电阻器R33和R34构成的串联电路接地。电阻器R33和R34之间的连接点用作对过载补偿控制电路14的输入。
因此，将与从低通滤波器输出的模拟信号的正向(positive-side)电压幅度成比例的信号(高边信号电平检测信号)输入到过载补偿控制电路14，从而过载补偿控制电路14可一直监视输出信号电压。
以与高边相同的方式设置低边。将电流检测电阻器Rd2插入低边MOSFET QL的漏极和负电源电压-V之间。电阻器R27和由电阻器R28和电容器C12构成的并联电路串联连接在电流检测电阻器Rd2的两端之间。二极管D12的阴极与电阻器R27和电阻器R28之间的连接点相连接。二极管D12的阳极与NPN型晶体管Q12的基极相连接，并且通过电阻器R29接地。晶体管Q12的射极通过电阻器R30连接到负电源电压-V。晶体管Q12的集电极通过由电阻器R31和R32构成的串联电路接地。电阻器R31和R32之间的连接点用作将通过用于极性反转的反转电路I11输入到过载补偿控制电路14的低边电流电平检测信号。
而且，二极管D14的阴极与低通滤波器4的输出端相连接。二极管D14的阳极通过由电阻器R35和R36构成的串联电路接地。电阻器R35和R36之间的连接点用作将通过用于极性反转的反转电路I12输入到过载补偿控制电路14的低边信号电平检测信号。
以此方式，将其幅度与从电阻器R25和R26之间的连接点输入的高边MOSFET QH的漏极电流IdH成比例的高边电流检测信号、与从电阻器R33和R34之间的连接点输入的输出信号的正向电压成比例的信号电平检测信号、其幅度与从反转电路I11输入的低边MOSFET QL的漏极电流IdL成比例的低边电流电平信号、和与从反转电路I12输入的输出信号的负向电压成比例的信号电平检测信号总是输入到过载补偿控制电路14。因此，可实时观测到流入MOSFETQH和QL的电流以及输出信号电平。例如，当过载补偿控制电路14由微型计算机构成时，过载补偿控制电路14可将每一输入信号A/D转换，从而获取信号的电流值和输出电压值。
过载补偿控制电路14确定流入MOSFET的负载电流是否与输出信号的电平相平衡。当过载补偿控制电路14确定接近MOSFET QH的极限的电流流入时，过载补偿控制电路14将控制信号输出到幅度控制部分13以限制输入信号的最大电压或降低输入信号的电平。因此，可减小流入MOSFET QH和QL的负载电流，从而可保护开关装置，并且能够对应于实际工作负载和放大器的实际性能而连续再生。
例如，可将一个表格预先存储在过载补偿控制电路14中，该表格中已经根据输出电压的各种幅值而以输出电压的幅度记录了用于MOSFET的极限电流值。基于实时观测到的电流电平检测信号和信号电平检测信号，过载补偿控制电路14确定实时的电流电平检测信号和相应的极限电流值之间的差是否大于预定值。当该差不大于该预定值时，过载补偿控制电路14将控制信号输出到输入幅度控制部分13。
根据此实施例，无需象前述实施例中那样的暂停操作就能够保护该数字放大器。本实施例被优选地应用到在期望不暂停操作的使用方法中使用的商业目的的数字放大器。
图6是示出根据本发明的数字放大器的又一实施例的框图。在图6中示出的实施例中，MOSFET QH和QL的导通电阻以与图4中示出的前述实施例相同的方式使用，代替图5中示出的前述实施例中的电流检测电阻器Rd1和Rd2的设置。该实施例中的操作与图5中的相似。因此，这里将省略对操作的描述。
在图5和6示出的实施例中，为高边和低边的每一个设置电流检测部分和输出电压检测部分。然而，可仅在高边和低边之一设置电流检测部分和输出电压检测部分。
可设置如图3和4中所示的保护电路12来替代过载补偿控制电路14，以便执行诸如断开开关9或断开电源的保护操作。
尽管在将MOSFET(N型或P型)用作D类放大级的每一开关装置的情况下描述了前述实施例，但是，也可以使用PNP型或NPN型晶体管来代替。
尽管将正电源和负电源二者都用在每一前述实施例中，但是本发明不限于此。可以仅替代地使用正电源和负电源之一。
权利要求
1.一种数字放大器，具有D类放大级，其包括彼此串联连接的第一开关装置和第二开关装置；低通滤波器，其与所述D类放大级的输出相连接；电流检测单元，其用于检测流入所述第一开关装置和所述第二开关装置至少一个中的脉冲电流；输出电压检测单元，其用于检测从所述低通滤波器输出的模拟信号的电压；以及保护单元，其基于所述电流检测单元检测到的电流值和所述输出电压检测单元检测到的输出电压执行保护操作，当所述输出电压低时，所述保护单元响应于低电流值开始保护操作，当所述输出电压高时，所述保护单元响应于高电流值开始保护操作。
2.如权利要求1所述的数字放大器，其中，所述电流检测单元检测这样的电压即，在与所述第一或第二开关装置串联地插入的电阻器的两端之间所产生的电压。
3.如权利要求1所述的数字放大器，其中，所述电流检测单元检测这样的电压即，当所述第一或第二开关装置导通时，在所述开关装置的两端之间产生的电压。
4.如权利要求1所述的数字放大器，其中，所述保护单元包括开关元件，其当由所述电流检测单元检测到的电流值超过预定阈值时起动；以及阈值调整电路，其根据由所述输出电压检测单元检测到的输出电压来改变阈值。
5.如权利要求1所述的数字放大器，其中，将由所述电流检测单元检测到的电流值和由所述输出电压检测单元检测到的输出电压输入到所述保护单元，并且当所述电流值超过与所述输出电压相应的阈值时所述保护单元执行保护操作。
6.如权利要求1所述的数字放大器，还包括用于根据所述保护单元的输出而将输出低通滤波器和负载彼此断开的开关元件。
7.如权利要求1所述的数字放大器，还包括用于根据所述保护单元的输出而控制输入信号幅度的单元。
全文摘要
在当流入MOSFET的负载电流超过预定阈值时开始保护操作的保护电路跟随其后的级中设置用于调整该预定阈值的阈值调整电路。将与漏极电流成比例且在插入到高边MOSFET和正电源电压+V之间的电流检测电阻器Rd的两端之间产生的电压、和用于从调制D类放大级的输出的低通滤波器检测模拟信号的电压幅度的输出电压检测电路的输出输入到阈值调整电路。该阈值调整电路以这样的方式调整阈值当输出电压大时，将MOSFET的极限电流设置为阈值；而当输出电压小时，响应低于该极限电流的电流开始保护操作。
文档编号H03F3/217GK1794569SQ20051013206
公开日2006年6月28日 申请日期2005年12月21日 优先权日2004年12月21日
发明者加纳真弥, 野吕正夫 申请人:雅马哈株式会社