专利名称：Dc－dc转换器的制作方法
技术领域：
根据本发明的方法和设备涉及一种直流(DC)-DC转换器，更具体地讲，涉及一种应用准谐振拓扑的回扫转换器(flyback converter)。
背景技术：
参照图1来描述现有技术的回扫转换器，诸如具有准谐振拓扑的回扫转换器。如图1所示，现有技术的回扫转换器包括输入电压Vin；变压器T0)，其具有一次绕组100和二次绕组200；电路装置，如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)开关，其根据控制信号重复地导通/截止。
输入电压Vin根据MOSFET的导通/截止状态通过变压器T0而被转换，并且被输出为DC电压。然而，当装置，诸如MOSFET被用于高速开关时，因为现有技术的回扫转换器利用能量转换，所以在MOSFET的导通/截止状态期间发生开关损耗。
为了减小开关损耗，准谐振拓扑被应用于回扫转换器。当MOSFET基于MOSFET的最小电压被截止时，根据准谐振拓扑的回扫转换器检测从一次绕组100输出的电压，然后当输出电压Vout变为最小电压时，导通MOSFET。因此，当MOSFET导通时，与现有技术的回扫转换器相比，准谐振拓扑的回扫转换器的开关损耗可被减小。
此外，如图1所示，电容器Co并联连接到MOSFET，从而减小根据MOSFET的截止状态的MOSFET漏源电压Vds的尖峰。
然而，在准谐振拓扑的回扫转换器中，当MOSFET导通时，电容器Co通过MOSFET放电。因此，当MOSFET导通时产生大的主边电流(lead edgecurrent)，导致MOSFET的开关损耗。
发明内容
本发明的示例性实施例克服了以上缺点和以上未提及的其他缺点。此外，本发明不需要克服上述缺点，并且本发明的示例性实施例可不克服上述任何问题。
本发明提供了一种能够减小根据开关的导通/截止状态的开关损耗并且具有改善的能量效率和减小的电磁干扰(EMI)性质的DC-DC转换器。
根据本发明的一方面，提供了一种DC-DC转换器，所述DC-DC转换器包括变压器，包括一次绕组和二次绕组，所述一次绕组与输入电压串联连接，当输入电压施加到所述一次绕组时，所述二次绕组产生感应电流；开关部分，连接到所述一次绕组，并根据预定的控制信号执行开关操作；第一延迟部分，延迟根据开关部分的截止状态的开节点之间的电压的增加率，并且当开关部分导通时提供放电电流；和第二延迟部分，当在开关部分导通时通过第一延迟部分释放电流时，延迟开关部分中的电流。
根据本发明的一方面，第一延迟部分包括电容器，所述电容器的第一侧连接到所述一次绕组和开关部分，当开关部分截止时，通过来自一次绕组的电压对所述电容器充电，当开关部分导通时，所述电容器将充电的电压向开关部分放电。
根据本发明的一方面，第一延迟部分包括第一二极管，所述第一二极管的阳极端连接到所述电容器的第二侧并且所述第一二极管的阴极端连接到输入电压，以控制电流。
根据本发明的一方面，第二延迟部分包括电感器，所述电感器连接到开关部分的接地端和所述电容器的第二侧，并且与所述一次绕组耦合，当在开关部分导通时所述电容器放电时，所述电感器延迟开关部分中的电流。
根据本发明的一方面，所述电感器以与所述一次绕组相反的方向缠绕。
根据本发明的一方面，第二延迟部分包括第二二极管，所述第二二极管的阳极端连接到所述电感器，所述第二二极管的阴极端连接到所述电容器的第二侧和所述第一二极管的阳极端。
根据本发明的一方面，开关部分包括MOSFET。
根据本发明的一方面，变压器包括回扫变压器。
根据本发明的一方面，所述DC-DC转换器还包括开关控制部分，检测从所述一次绕组输出的电压，并且如果当开关部分截止时电压是最小电压，则将导通控制信号施加到开关部分。
通过下面结合附图对示例性实施例进行的描述，本发明的以上和/或其他方面将会变得清楚和更易于理解，其中图1是示出现有技术的回扫转换器和根据准谐振拓扑的回扫转换器的控制框图的示图；图2是根据本发明示例性实施例的回扫转换器的电路结构；和图3示出根据图2的回扫转换器的操作波形。
具体实施例方式
现在对本发明的示例性实施例进行详细的描述，其示例表示在附图中，其中，相同的标号始终表示相同部件。下面通过参照附图对示例性实施例进行描述以解释本发明。其中应用准谐振拓扑的回扫转换器将被描述为本发明的示例性实施例。
图2是根据本发明示例性实施例的回扫转换器的电路图。如图2所示，用于将输入DC电压Vin转换为预定电平的DC电压的回扫转换器可被划分为具有一次绕组11的输入电路和具有二次绕组12的输出电路。
输入电路包括提供DC电压的输入电压Vin、变压器T0的一次绕组11、开关部分10、第一延迟部分20和第二延迟部分30。
这里，开关部分10串联连接在一次绕组11和输入电压Vin之间，并执行开关操作。如图2所示，开关部分10可由开关装置，诸如MOSFET等来实现。MOSFET接收预定的开关控制信号并以高速度重复导通/截止操作。根据本发明示例性实施例的其中应用准谐振拓扑的回扫转换器可包括开关控制部分40。稍后将描述开关控制部分40的特定操作。
根据本发明示例性实施例的第一延迟部分20延迟根据开关部分10的截止状态的开节点之间的电压的增加率，并且当开关部分10导通时提供放电电流。此外，第一延迟部分20可包括电容器C和第一二极管D1。
具体地讲，如图2所示，电容器C的第一侧与一次绕组11和MOSFET相连接。因此，当MOSFET截止时，根据输入电压Vin通过从一次绕组11输出的电压对电容器C充电。第一二极管D1的阳极端与电容器C的第二侧相连接，第一二极管D1的阴极端与输入电压Vin相连接。因此，第一二极管D1沿一个方向控制充电电流的流动。
换句话说，当MOSFET截止时，电容器C通过从一次绕组11输出的电压来充电，随后延迟MOSFET漏源电压Vds的增加。因此，当MOSFET截止时，可以减小开关损耗。此外，当MOSFET导通时，充电的电容器C的充电电压向MOSFET放电。
当在开关部分10导通时第一延迟部分20释放电流时，根据本发明示例性实施例的第二延迟部分30延迟开关部分10中的电流。第二延迟部分30可由与一次绕组11耦合的电感器13和第二二极管D2来实现。
具体地讲，如图2所示，电感器13与MOSFET的接地端和电容器C的第二侧相连接，并且当在MOSFET导通时电容器C放电时，延迟MOSFET中的电流。因此，当MOSFET导通时，可减小开关损耗。
这里，电感器13以与一次绕组11相反的方向缠绕，因此，其极性与一次绕组11相反。因此，电感器13延迟通过电容器C流到MOSFET的电流。另一方面，第二二极管D2的阳极端与电感器13相连接，第二二极管D2的阴极端与电容器C的第二侧和第一二极管D1的阳极端相连接。因此，第二二极管D2沿一个方向控制电容器C中放电电流的流动。
根据本发明示例性实施例的回扫转换器的输出电路根据间接能量传递来运行。如图2所示，当MOSFET导通时通过磁化电感对变压器T0充电，当MOSFET截止时变压器T0中的磁化电感的电流传递到二次绕组12，随后在输出电路中产生输出电压。
具体地讲，当MOSFET导通时，具有与一次绕组11相反极性的电压被感应到变压器T0的二次绕组12中，从而第三二极管D3反向偏置，并随后关闭。因此，电流没有在二次绕组12中流动，而只是在一次绕组11中流动。然后，通过磁化电感在变压器T0中积聚能量。因此，当MOSFET截止时，具有与先前状态相反极性的电压被感应到二次绕组12中，随后通过第三二极管D3，从而通过变压器T0的磁化电感积聚的能量被释放为输出电压。
将参照图3描述根据本发明示例性实施例的回扫转换器的波形。
在图3中，(a)示出了MOSFET漏源电压Vds的波形，(b)示出了MOSFET漏电流Id的波形，(c)示出了MOSFET栅极驱动电压的波形，(d)示出了MOSFET的开关损耗的波形。
如(c)所示，当MOSFET截止时，MOSFET漏源电压Vds和MOSFET漏电流Id分别示出在(a)和(b)中。如(a)所示，当MOSFET截止时，MOSFET漏源电压Vds急剧增加。如上所述，通过MOSFET、电容器C和第一二极管D1形成根据本发明示例性实施例的的电流通路，随后通过变压器输出的电压对电容器C充电。因此，MOSFET漏源电压Vds的增加率(dV/dT)被延迟。
因此，如(a)所示，与现有技术的增加率相比，增加率(dV/dT)被延迟并被减小，从而当开关部分截止时电压尖峰可被移除。在多路输出功率的情况下，交叉负载调整率的性质可通过改善电压尖峰而被改善。
截止开关损耗如(d)所示。虚线示出了现有技术的回扫转换器的开关损耗，实线示出了根据本发明示例性实施例的回扫转换器的开关损耗。如上所述，MOSFET漏源电压Vds的增加率(dV/dT)被延迟并被减小，并且与现有技术的开关损耗功率相比，通过下面的等式1计算的开关损耗功率L被减小。
等式1L＝Vds*Id换句话说，随着MOSFET的截止时间变慢，当MOSFET漏源电压Vds和MOSFET漏电流Id之间重叠时产生的截止开关损耗被减小。
另一方面，如上所述，根据本发明示例性实施例的回扫转换器还包括开关控制部分40，其用于将开关控制信号施加到MOSFET。开关控制部分40包括与一次绕组11连接的辅助绕组(未示出)以及与辅助绕组连接并检测MOSFET漏源电压Vds的传感器(未示出)。此外，开关控制部分40提供MOSFET导通/截止定时。
具体地讲，根据MOSFET的截止状态的MOSFET漏源电压Vds超调，随后保持为恒定电平。然后，在具有良好均衡的情况下，MOSFET漏源电压Vds振荡并收敛为恒定电压。开关控制部分40检测MOSFET漏源电压Vds，随后施加开关控制信号，从而振荡的MOSFET漏源电压Vds被同步到对应于图3的(a)中MOSFET漏源电压的最低电平E的时序，并且MOSFET导通。
因此，可减小根据开关部分的导通状态的开关损耗。换句话说，将包括电容器C的箝位电路应用到准谐振拓扑的回扫转换器，从而可减小截止开关损耗。
此外，通过电容器C、MOSFET、电感器13和第二二极管D2形成电流通路，随后当MOSFET导通时，电容器C中充电的电压放电。这里，因为MOSFET漏电流Id受电感器13限制，所以MOSFET漏电流Id被延迟并被减小。换句话说，当在MOSFET导通时通过电容器C释放电流时，产生导通主边电流。导通主边电流根据下面的等式2通过电感13来减小，从而减小导通主边电流。
等式2Id＝C(Vds-Vc)/dT这里，Vc表示施加在电容器C两侧之间的电压。
因此，如图3的(d)所示，与如虚线所示的现有技术的开关损耗相比，根据本发明示例性实施例的当回扫转换器的开关部分导通时产生的开关损耗被减小。因此，根据本发明示例性实施例的回扫转换器可减小当开关部分导通时产生的导通主边电流，并且因此可改善EMI性质和效率。
在上述的本发明的示例性实施例中，提供了一种能够减小当开关部分导通或截止时产生的开关损耗并改善能量效率和EMI性质的DC-DC转换器。
本领域技术人员应该明白，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以对本发明的示例性实施例进行各种修改和改变。因此，只要对本发明进行的修改和改变包括在权利要求及其等同物的范围之内，本发明就覆盖所述修改和改变。
权利要求
1.一种DC-DC转换器，所述DC-DC转换器包括变压器，包括一次绕组和二次绕组，所述一次绕组与输入电压串联连接，当输入电压施加到所述一次绕组时，所述二次绕组产生感应电流；开关部分，连接到所述一次绕组，并根据控制信号执行开关操作；第一延迟部分，延迟根据开关部分的截止状态的开节点之间的电压的增加率，并且当开关部分导通时提供放电电流；和第二延迟部分，当在开关部分导通时第一延迟部分释放电流时，延迟开关部分中的电流。
2.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中，第一延迟部分包括电容器，所述电容器的第一侧连接到所述一次绕组和开关部分，当开关部分截止时，通过来自一次绕组的电压对所述电容器充电，当开关部分导通时，所述电容器将充电的电压向开关部分放电。
3.如权利要求2所述的DC-DC转换器，其中，第一延迟部分还包括第一二极管，所述第一二极管的阳极端连接到所述电容器的第二侧并且所述第一二极管的阴极端连接到输入电压，以控制电流。
4.如权利要求2所述的DC-DC转换器，其中，第二延迟部分包括电感器，所述电感器连接到开关部分的接地端和所述电容器的第二侧，并且与所述一次绕组耦合，当在开关部分导通时所述电容器释放电流时，所述电感器延迟开关部分中的电流。
5.如权利要求4所述的DC-DC转换器，其中，所述电感器以与所述一次绕组的缠绕方向相反的方向缠绕。
6.如权利要求4所述的DC-DC转换器，其中，第二延迟部分包括第二二极管，所述第二二极管的阳极端连接到所述电感器，所述第二二极管的阴极端连接到所述电容器的第二侧和所述第一二极管的阳极端。
7.如权利要求3所述的DC-DC转换器，其中，第二延迟部分包括电感器，所述电感器连接到开关部分的接地端和所述电容器的第二侧，并且与所述一次绕组耦合，当在开关部分导通时所述电容器释放电流时，所述电感器延迟开关部分中的电流。
8.如权利要求7所述的DC-DC转换器，其中，所述电感器以与所述一次绕组相反的方向缠绕。
9.如权利要求7所述的DC-DC转换器，其中，第二延迟部分包括第二二极管，所述第二二极管的阳极端连接到所述电感器，所述第二二极管的阴极端连接到所述电容器的第二侧和所述第一二极管的阳极端。
10.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中，开关部分包括金属氧化物半导体场效应晶体管。
11.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中，变压器包括回扫变压器。
12.如权利要求1所述的DC-DC转换器，还包括开关控制部分，检测从所述一次绕组输出的电压，并且如果当开关部分截止时电压是最小电压，则将导通控制信号施加到开关部分。
全文摘要
本发明提供了一种直流DC－DC转换器。所述DC－DC转换器包括变压器，包括一次绕组和二次绕组，所述一次绕组与输入电压串联连接，当输入电压施加到所述一次绕组时，所述二次绕组产生感应电流；开关部分，连接到所述一次绕组，并根据预定的控制信号执行开关操作；第一延迟部分，延迟根据开关部分的截止状态的开节点之间的电压的增加率，并且当开关部分导通时提供放电电流；和第二延迟部分，当在开关部分导通时第一延迟部分释放电流时，延迟开关部分中的电流。
文档编号H03K17/28GK101018011SQ200710001568
公开日2007年8月15日 申请日期2007年1月8日 优先权日2006年1月10日
发明者李秦衡 申请人:三星电子株式会社