专利名称：：输出循环期间具有多阈值比较的△-∑调制器模拟-数字转换器的制作方法
技术领域：
：本发明大体上涉及信息处理领域，更具体地，涉及通过使用与基于相同a-i:调制器输出循环中早先所确定的阈值的最终阈值在模拟-数字a-z调制器输出循环期间多阈值比较，用于减少量化器中比專交器凄t目的信号处理系统和方法。
背景技术：
：许多信号处理系统包括a-i:调制器以使输入信号量化至一个或多个比特。△-s调制器以量化误差交换高采样率和噪声整形的形式来平衡增加的噪声。通常也使用其他可互换的术语(诸如"e-△调制器"、"a-i:转换器"、"i:-a转换器"、以及"噪声整形器")来提及"a-s调制器"。图1描述了模拟-数字转换器(ADC)A-i:调制器100，其接收模拟输入信号X(t)并将该输入信号X(t)转换至一系列低分辨率、H字输出脉沖q(n)，其中，f代表连续时间变量而w表示离散时间变量。通常，A-i:调制器lOO对当前输入信号x(t)和之前量化器输出信号的模拟形式(即，q))之间的差异进行量化。在a-:e调制器100的反馈回路中，数字-才莫拟转换器(DAC)108将每个经延迟(z—1)的输出信号q(n-1)转化为模拟信号q(t-l)。△-2调制器100的反^t回^各还包4舌动态元^f牛匹酉己(dynamicelementmatching)106以才交正DAC108信号q(n-1)中的非线性。噪声整形环^各滤波器102处理输入信号x(t)和经延迟的输出信号q(t-1)之间的差异以产生环路滤波器输出信号/量化器输入信号VLF。在△-S调制器工作的各输出循环期间，量化器104量化信号Vlf以(通常以数字数据的形式)产生输出信号q(n)。当环路滤波器102是连续时间滤波器时，量化器104代表一个以过采样率(诸如，比率为64:1)工作的相对低精密度的ADC转换器。量化器104可提供多比特或单比特输出量化等级。量化等级步长大小△,代表各量化等级间的差异。单比特量化器仅有两个指定为{-A/2、A/2}或{—1、1}的量<匕等纟及。Shreier禾口Temes，t/"flfeAsta/7t//wgZ)e/^/-5Vgwa5Vg憩/Co騰他m,IEEEPress,2005(本文中称为"57^/er&r簡^")更为详细;t也描述了传统A-S调制器。多比特adc调制器展现了优于单一比特adca-i:调制器的某些已知的优点(诸如，降低的量化噪声)。然而，量化器设计仍然代表△-1:调制器设计者所面对的一个重大挑战。图2描述了闪跃型(flash-type)量化器200,其代表量化器104的一个实施例。量化器200包括r个比较器202.0至202.r-l，每一个均具有连接至环路滤波器102的输出的第一输入以接收量化器输入信号vLF。'v"是代表a-i:调制器ioo中的比较器数目的正整数。比较器202.0至202.r-l中的每一个均包括第二输入以接收各个参考电压V。至VM。该参考电压用作参考信号以〗吏量化器输入信号VLF量化。r-l个电阻器204.1至204.r-l(值为R)的电阻串参考电压梯形网纟备(resistorstringreferenceladder)产生才黄^争至少参考电阻器204.1至204.r-l的统一压降以产生各个参考电压V。至VM。端电阻器204.0和204.r具有可以用来定标量化等级(也称为"量化器步长(quantizerstep)")的值。例如，最大量化器阈值可以是1.2V，但有效参考可以是2.5V，因此设置电阻器204.0和204.r以达到所期望的大小。冲黄^争参考电阻器204.0至204.r施加参考电压+Vref至-Vref。例如，+/-Vref是+/-1.5伏特(V)。比较器202.0至202.r-l中的每一个均将量化器输入信号VLF与各个参考电压V。至VM比较。当第/个参考电压V/小于或等于环路滤波器输出/量化器输入信号V^时，第/个比较器202./产生逻辑零(例如，0V)而当V/>VLF时产生逻辑一(例如，+2.5V)。一旦在量化器104工作的各循环期间，数字编码器206就将比较器202.0至202.r-l的输出信号编码为数字(离散)输出信号q(n)。量化器104中比较器数目的增加(即，增加r值)，产生较高质量的输出信号q(n)(例如，较少的量化噪声)和较高的信号带宽性能。每当r加倍时，△-S调制器100—^殳达到6dB量化p喿声改进。然而，量化器104中比较器数目的增加也伴随着不足。例如，比较器数目的增加需要更多的物理面积来实施和更多的能量来运转。此夕卜，比4交器数目的增加减少了相邻参考电压V,.和Vw之间的电压间隔并增加了非理想特性的相对效应(诸如，比较器偏置电压)。比较器偏置电压代表最小直流(dc)输入电压(必然将其施加至比较器的输入终端以使比较器至过渡态)。因而，比较器偏置电压可能引起比较器输出中的误差，尤其是当相邻比较器的参考输入信号之间的差异4交小时。因此，由于量化器非理想特性的相对效应增加，该非理想特性导致A-S调制器误差的增加。非线性可以导致(尤其是在高信号频率处)谐波失真、噪声增加以及具有直流电(DC)输入电平的噪声调制(所有这些都是不期望的)。一个比4交器lt目等于r=16的实例示出了比4交器非理想特性的-丈应。々li殳十七(17)个量^f匕等^及(标准4匕至-8、-7、-6.....-1、0、+1、+2、…、+8)，只寸于各个比4交器202.0至202.r-l的l命入参考电压V。至Vi5是标准^/f直-7.5、-6.5、-5.5、…、-0.5、+0.5.....+5.5、+6.5、+7.5。每个实际的参考电压V,.和模拟系统参考电压Vref成比例。例如，如果等级-8对应-1.5V而等级+8对应+1.5V，则用于比较器202.0至202.r-l的各个比较器输入电压参考V。至V^是-7.5/8*1.5、-6.5/8*1.5.....+6.5/8*1.5、以及+7.5/8*1,5V。因而，随着比较器数目的增加，电压参考间隔减少。因而断定由于比较器数目的增加，闪跃型量化器200的非线性最终抵消了通过增加比较器数目所获得的任何优点。此外，在集成电路中，芯片面积是宝贵的。比4交器数目的增加需要更多的芯片面积，^v而可以成为一个主要缺点。图3示出了跟踪ADC量化器300,其代表量化器104的另一实施例。在Dorrer等人，爿3-w『2-Af//zCow""wo船-77weIEEEJournalofSolid-StateCircuits,Vol.40，No.12，December,2005中对跟踪ADC量化器300进行了详细描述。量化器300将比较器数目减少至3个比较器302.0、302.1、和302.2，计数器304，R串参考电压#弟形网纟各(R-stringreferenceladder)306，和交才灸矩阵308以将参考电压Vo、V!、和V2连接至比较器302.0、302.1、和302.2的输入。当环路滤波器102输出电压V^具有值为1或者更小的最13低有效位(LSB)时，仅中间比较器302.1将改变状态，并且计数器304的状态保持不变。对于Vu信号改变大于1LSB,临近比较器302.2或302.0将取决于该改变是否大于前一个状态来改变状态。逻辑(logic)3104企测该状态改变并取决于比较器302.2或302.0是否改变状态来增加计数器304的输出或减少计数器的输出。通过改变计数器304的状态，对于各个比较器302.0、302.1、和302.2的参考电压v。、v!、和V2被跟踪至计数器304的新输出值。在a-;e调制器300工作的各循环中，通过^吏用计数器304的结果和比较器302.0、302.1、和302.2的输出信号来产生量化器300的输出信号q(n)。尽管量化器技术中的发展，仍然可以改进adca-e调制器量化器设计以减少在可比较adca-i:调制器量化器设计中所使用的比较器数目以及比较器非理想特性的效应。
发明内容在本发明的一实施例中，信号处理系统包括模拟-数字△-S调制器，其中，该A-2调制器在每一A-S调制器输出循环产生一个量化输出信号。该A-i:调制器包括环路滤波器以产生量化器输入信号和耦合至该环3各滤波器的量化器。该量化器包括输入终端以接收量化器输入信号和一个或多个比较器。一个或多个比较器的每一个均在每一A-i:调制器输出循环进行至少两次比较并且每一个比较器均被配置为接收量化器输入信号并将该量化器输入信号与一个或多个阈值进行比较。该量化器还包括连续参考信号发生器，耦合至一个或者多个比较器以确定一个或者多个阈值。在至少两次比较的稍后一次期间一个或多个阈值中的每一个均与该至少两次比较的早先一次的结果一致。在本发明的另一实施例中，一种利用A-S调制器(在每一A-1:14调制器输出循环，调制器产生一个量化输出信号)处理量化器输入信号的方法包括噪声整形输入信号以产生量化器输入信号。该方法还包括利用一个或多个比4交器的输入终端接收量化器输入信号，并通过一个或者多个比较器(其在每一A-2调制器输出循环至少进行两次比较)将量化器输入信号与一个或多个阈值进行比较。该方法还包括通过连续参考信号发生器确定用于一个或多个比專交器的一个或多个阈值。在至少两次比4交的稍后一次期间一个或多个阈值中的每一个均与该至少两次比较的早先一次的结果一致。在本发明的又一实施例中，信号处理系统包括模拟-数字△-S调制器。该A-Z调制器包括用于接收输入信号的输入、耦合至该输入的滤波器、以及量化器。该量化器耦合至滤波器以对A-S调制器的运行的输出循环中的滤波器的输出进行量化。该量化器包括一个或多个比较器。该一个或多个比较器中的每一个均在每一输出循环内进行至少两次比4交且每一个均都^皮配置为(i)*接收输入信号，以及(ii)将输入信号与一个或多个阈值进行比较。该量化器还包括连续参考信号发生器，耦合到一个或者多个比较器，以确定用于一个或多个比專交器的一个或多个阈值，其中，在至少两次比4交的稍后一次期间一个或多个阈^直中的每一个均与该至少两次比4交的早先一次的结果一致。在本发明的另一实施例中，一种利用模拟-数字A-2调制器量化输入信号的方法包括噪声整形输入信号以产生量化器输入信号。该方法还包括在A-2调制器输出循环期间接收量化器输入信号并在A-:s调制器iir出循环换期间^接收连续参考信号。该方法还包括在A-S调制器输出循环期间将量化器输入信号与连续参考信号进行迭代比较。该方法还包括产生A-S调制器输出循环的一个输出。这一输出代表了由量化器输入信号和连续参考信号之间迭代比较得到的量化器输入信号的估计。通过参考附图，本发明将变得更容易理解，并且对于领域的技术人员本发明的多个目的、特征和优点是显而易见的。遍及数个附图相同参考数字的使用指定相同或相似的元件。图1(标注有现有技术)描述了模拟-数字转换器(ADC)A-2调制器。图2(标注有J见有才支术)描述了A-2调制器的闪3夭型(flash-type)量化器。图3(标注有现有冲支术)描述了跟踪ADC量化器。图4描述了包括量化器(其利用多个近似循环(approximationcycle)和连续、相依(dependent)阈值来量化專lr入信号)的△-Z调制器。图5描述了连续参考信号发生器。图6描述了具有图4的A-i:调制器的信号处理系统。具体实施例方式在所描述的信号处理系统中模拟-数字(ADC)A-2调制器利用比较器数目减少技术以改进A-2调制器量化器。该△-S调制器在每一a-i:调制器输出循环产生一个量化输出信号。a-i:调制器的量化器包括一个或多个比较器以在单一的a-i:调制器输出循环期间将量化器输入信号与多个阈值进行比较。具有N个阈值电压的A-S调制器有N+1个可能的反馈等级。通常，将在每一A-S输出循环完成一次比较。在4比较器、5级调制器中，阈值可以被设定为(例如){-1.5，-.5，.5，1.5}，其中，阈值-故定标至量化步长。通过在每一输出循环内进行多于一次比较，本发明将比较器的数目减少至M，其中，M<N,且M可以与一(1)一样小。jV-等级连续参考信号发生器确定用于各比较器的多个各个阈值。该连续参考信号发生器使用在相同A-2:调制器输出循环中先前确定的一个或多个阈值确定最终阈值，其中，7V是整数。先前比较的结果按照与连续近似转换器相类似的方式确定要被稍后比较所使用的阈值。使用冗余和其他迭代比较技术以及阈值产生技术以有效地减少量化器中比较器的数目而同时保持精确度。尽管最终量化器决定是基于上面的"半步长"等级，但在某些实施例中，在早先决定中使用偶数步长等级是有优势的。参考图4，△-2调制器400包括量化器401,其利用多个近似循环和连续、相依阈值以量化环^各滤波器410的输出信号。在一实施例中，环;洛滤波器410是7'阶才莫拟滤波器，其中，y表示环路滤波器410的阶并且是大于一(1)的整数。量化器输出信号q(n)z"(即，通过可选4奪的动态元4牛匹配元4牛(DEM)412和凝:字-模拟转换器(DAC)414反馈q(n-1)以产生反馈环路滤波器输入信号q(t-1)。环^各滤波器410对A-S调制器输入信号x(t)和q(t-1)之间的差异提供噪声整形。环路滤波器410产生环路滤波器输出信号(其在至少一个实施例中代表量化器输入信号Vin(t))。在S/z"/er&rem^中i,细4苗述了环^各滤波器404、DEM406、和DAC408的实施例。量化器401包括'.连续参考信号发生器404以确定参考信号VrO至VrM—!的值，产生参考信号VrQ至V^.i,并产生量化器输出信号q(n)，其中"M"是。在一个A-2调制器输出循环期间，连续参考信号发生器404迭代地产生多个阈值以与量化器输入信号Vm(t)进4亍比4交。在A-i:调制器输出循环期间，基于过去的阈值以及与过去的阈值的比较的结果来产生随后的阈值。因此，连续参考信号发生器404基于过去的比较更新阈值以迭代地确定量化器输出信号q(n)。在至少一实施例中，连续参考信号发生器404在各近似循环期间利用多^各复用器以选择不同的阈值(thresholdvalue)。此外，连续参考信号发生器404在AA调制器输出循环过程中可以从与粗略阈值的比较前进至与精细阈值的比较。粗略至精细阈值调整允许连续参考信号发生器404更快地确定量化器输入信号Vin(t)的值并允许在△-S调制器输出循环期间量化器输入信号Vin(t)中的波动。参考信号Vr。至Vn中的每一个均具值，该值代表各个阈值TH0至TH似-!(比较器402.0至402.M-1将量化器输入信号Vin(t)与其进4亍比專交)。比專交器402.0至402.M-1中的每一个均包4舌输入终端，以接收量化器输入电压Vin。量化器输入电压Vin(t)通常是环路滤波器(诸如，环^各滤波器410)的直接输出并且是要被量化器401量化的信号。比较器402.0至402.AT-1的每一个均还包括输入终端以在各近似循环期间4妻收来自连续参考发生器404的各个参考信号Vro、Vrl.....Vr织中的一个。量化器401(这样，△-S调制器400)在每一A-S调制器输出循环产生一个量化器输出信号q(n)。量化器401在各A-2调制器输出循环期间执行多个近似循环。在各近似循环期间，比较器402.0至402JV/-1将量化器输入信号Vin(t)和各个阈值TH。至TH屮(其代表各个参考信号Vr。至V^的值)进行比较。基于各比较，各比较器402.0至402.AT-1提供比较器输出信号Vc0、Vcl.....VcM—(其代表比较的结果)。在至少一个实施例中，如果量化器输入信号Vin(t)大于阈值THi,第/个比较器402.i的比较器输出信号Vci是逻辑一(1)，而如果量化器输入信号Vin(t)小于或等于阈值THj其是逻辑零(O),其中，ie{0，1，…，M-l}。连续参考信号发生器404还包括逻辑处理模块406以接收各各比较器402.0至402.Af-1的比较器输出信号Vc0、Vel、...、VcM_,。该逻辑处理模块406确定参考信号VrQ至Vr娟的值。基于用于当前近似循环的各参考信号VrQ至Vr娼的值和用于当前近似循环的比较器输出信号Vco、Vcl.....Vcm-"逻辑处理模块406确定量化输入信号Vin的当前值的估计。逻辑控制处理才莫块406还确定在随后的近似循环中要由参考信号发生器408产生的参考信号VrQ至Vr組的值。各组参考信号Vr()至VrM-l的产生和确定将在下面详细讨论。量化器401在每一输出循环"期间4是供一次量化输出信号q(n)，其中w表示当前输出循环。在每一输出循环结尾，逻辑处理模块406从比较器输出信号VcQ、Vcl.....VcM-!确定输入信号Vin的经估计值。逻辑处理模块406提供数字量化输出信号q(n)(其表示第w个A-S调制器输出循环的量化器输入信号Vin(t)的经估计值)。通过逻辑处理纟莫块4064安照量化器输入信号Vin(t)的量化器401的迭代确定将在下面更加详细地讨-论。图5描述了连续参考信号发生器500,其代表连续参考信号发生器404的一实施例。在每一近似循环期间，多^各复用器51(M妾收来自逻辑处理才莫块406的选4奪信号Vsel，并且该多i各复用器510选4奪参考信号以应用于比專交器402.1至402.Af-1。在至少一个实施例中，参考信号发生器506包括串联的7V+1个电阻器504.0至504.7V的电阻串参考电压^弟形网纟备(resistorstringreferenceladder)506。因此，参考信号发生器506能够产生7V个相异的量化等级。在至少一个实施例中，各参考电阻504.1至504.N-1均具有阻1直为R。R的值是i殳计选l奪的问题并且耳又决于(例如)参考电压Vref的值和减少的比4交器量化器402的所期望的量化等级。选冲奪端电阻504.0和504.N的值用于参考信号VrQ、Vrl.....Vr屮的适当定标以达到期望的量化等级。优选地i殳计电阻器504.0至504JV以具有孩i分非线性和积分非线性特征(其对于量化器401的预定用途来说是可以接受的)。在其它实施例中，参考信号发生器506使用其它类型的阻抗(诸如，电容器)以产生选择出的参考信号Vro至Vr仏i。连续参考信号发生器500还包括多路复用器510，用于接收来自逻辑处理才莫块406的选4奪信号Vsel。正如下文更加详细描述的，该多路复用器510选择与选择信号Vse,所指出的阈值相应的参考信号。多路复用器可以是任意7v输入乘m输出的多路复用器或者(例如)可以被复分为多个多路复用器。量化器401在各A-S调制器输出循环期间^吏用多个近似循环以量化输入信号Vin。用于和量化器输入信号Vin(t)进行比较的随后的阈值是基于相同△-2调制器输出循环期间的早先的阈值。a-s调制器输出循环的最终近似循环产生各比较器402.0至402.AT-1的最终阈值(由其逻辑处理才莫块406确定量化器输出信号q(n)的值)。环路滤波器410通常是开关电容滤波器或连续时间模拟滤波器。在开关电容实施例中，在至少一个实施例中，在A-S调制器输出循环期间当环^各滤波器410已大体上#皮固定至量化器4#入信号Vin(t)的最终^f直时，多个近似循环开始。在开关电容实施例中，环^各滤波器410通常在a-2:调制器输出循环的一半(1/2)内固定至量化器输入信号Vin(t)的最终值。在连续时间实施例中，环路滤波器410的输出Vin(t)随着时间线性改变。在单一A-S调制器输出循环期间改变量通常被限定并且可以由对满量程的典型输入信号x(t)进行才莫拟反应来确定。在下面某些实施例中，量化器5艮踪量化器输入信号Vin(t)。跟踪量直接对应单一a-i:调制器输出循环期间量化器输入信号Vin(t)中的改变量。在至少一个实施例中，用于跟踪量化器输入信号vin(t)的近似循环数目对于所有a-i:调制器输出循环是常量。已经确定在单一a-2调制器输出循环期间使用多重近似循环可以提供数个益处。在实际运行中，环路滤波器410要求有限的时间量以中止任何大漂移并固定至稳定状态值。对来自未固定的环路滤波器410的量化器输入信号Vin(t)进行量化可以导致误差，尤其是如果量化器输入信号Vin(t)改变反映了量化等级(步长大小)相当数量的百分数。如果环路滤波器410是连续时间滤波器(其中，量化器输入信号Vin(t)的值可以持续改变)，量化器输入信号Vin(t)的未固定值尤其麻烦。多个近似循环允许对量化器输入信号Vm(t)的值进行连续监控，因此，可以跟踪量化器输入信号Vin(t)中的改变。此外，多个近似循环允许量化器使用减少了数目的比较器(即，少于量化等级的比较器)。比较器数目的减少降低了非理想特性(其伴随着比4交器^t目增加)。下面的表才各示出了示例性迭代量化器输出信号确定处理，其在单一△-2调制器输出循环期间利用多个近似循环以产生量化器输出信号q(n)。再者，下面的表格示出了多个阈值的使用以确定量化器输出信号(其中，各A-S调制器输出循环的至少最终阈值是由相同△-2调制器输出循环中早先确定的阈值所确定的)。在至少一个实施例中，在△-S调制器输出循环期间非最终阈值不包括该最终阈值。在表格中使用规格化至量化器步长大小的阈值等级。表才各i示出了在一a-s:调制器输出循环期间^吏用一比较器402.0进4亍迭代量化器输出信号确定处理。近似循环代表通过比4交器402.0的一比较处理。初始转换被偏移-0.5。在A-S调制器输出循环的开始，量化器输入信号Vjt)的初始值等于0.1而最终值是-.4。可以<吏用仿真以确定在单一△-S调制器车#出循环期间最大可能的量化器输入信号Vin(t)改变。在该实例中，+/-0.5是该实例中量化器输入信号Vin(t)的最大变化可能。近似循环<table>tableseeoriginaldocumentpage22</column></row><table>表格l在A-1:调制器输出循环期间量化器输入信号Vin(t)值从0.1改变至-0.4。在近似〗盾环4之后，逻辑处理才莫块406能够确定量4匕器输入信号Vin(t)的值必然是0或+1。逻辑处理才莫块406相应于近似循环1和2最初4吏用粗略阈值步长0至+4。逻辑处理才莫块406继续使用精细阈值步长以准确地确定量化器输入信号Vin(t)的值。在近似循环5之后，逻辑处理纟莫块406确定量化器输入信号Vin(t)的值与+l相比更接近0;因此，将量化输出信号q(n)设定为0。迭代量化器输出信号确定处理可以使用一个或多个冗余近似循环以确保对于化器输入信号Vin(t)的精确估计的确定。表格1的实施例中，近似循环5是冗余近似循环(其准确地确定量化输入信号Vin(t)的最佳估计是q(n)=1)。表格2示出了在一△-2调制器输出循环期间使用一比较器402.0进行迭代量化器输出信号确定处理。近似循环代表通过比较器402.0的一比较处理。初始转换偏移-0.5。在A-S调制器输出循环的开始，量化器输入信号Vin(t)的初始值等于0.1而最终值是0.6。可以^使用仿真以确定在单一a-s调制器^r出循环期间最大可能的量化器输入信号Vin(t)改变。在该实例中，+/-0.5是该实例中量化器输入信号Vin(t)的最大变化可能。<table>tableseeoriginaldocumentpage23</column></row><table>表格2在A-S调制器输出循环期间量化器输入信号Vin(t)值从0.1改变至0.6。在近似循环4之后，逻辑处理模块406能够确定量化器输入信号Vin(t)的值必然是0或+l。逻辑处理;漠块406相应于近似循环1和2最初^f吏用粗略阈值步长0至+4。逻辑处理—莫块406继续使用精细阈值步长以准确地确定量化器输入信号Vin(t)的值。在近似循环5之后，逻辑处理才莫块406确定量化器输入信号Vin(t)的值与0相比更接近+1,因此，将量化输出信号q(n)设定为+1。在A-i:调制器中，连续量化器值之间的差异经常是限定的。例如，在16等级系统中，以及中等过采样率，该差异通常不多于+A2量化步长(等级)。例如，如果q(n-1)=+4，q(N)将是集合{+2，+3,+4，+5,+6}中的一项。可以通过如在示例性由发明人JohnMelanson、受让人CirrusLogic,Inc.(CirrusLogic摘要号1586-CA)并且与本申请同时提交的美国专利申请号_题为"DeltaSigmaModulatorAnalog-To-DigitalConverterswithQuantizerOutputPredictionandComparatorReduction"(其全吾卩内容纟吉合于jt匕叶乍为参考)中所讨论的仿真来确定连续量化器输入信号Vin(t)值的最大量化器等级偏差的确定。因此，由于可以确定q(n-1)至q(n)的最大量化器等级偏差(至少具有高度确定性)，初始地可以将当前量化器输入信号Vin(t)与等于q(n-l)的阈值进行比较并且可以基于之前比较结果来修改阈值。最终比较的最终阈值又是基于在A-S调制器输出循环期间所-使用的之前阈值。表格3示出了假设q(n-l)至q(n)的最大量化器等级偏差为+/-2并且q(n-l)=+4以及量化器输入信号Vin(t)为3.1，使用一比较器402.0对于一调制器输出循环的迭代量化器输出信号确定处理。近似循环阈值-THo量化器输入信号Vin(t)比较结果1+4+3.1低于2+3+3.1高于3+3.5+3,1低于表格3表格3中示出的迭代量化器输出信号确定处理的连续近似证明使用较少数目的近似循环来对量化器输入信号Vin(t)进行量化。由于需要较少的近似循环来对量化器输入信号Vin(t)进行量化，可以在A-i:调制器^^出循环中稍后(当环3各滤波器410更加固定时)开始迭代量化器输出信号确定处理。在连续时间环路滤波器410的情况下，逻辑处理才莫块406以跟踪模式运行。逻辑处理模块406可以使用跟踪步长大小中的变化(即，连续阈值之间的变化)以精确地5艮踪量化器输入信号Vin(t)。表格4示出了在一A-i:调制器输出循环期间使用对比较器402.0^艮踪的迭^^量化器4lr出信号确定处理。该初始量化器输入信号Vin(t)=4.1而最纟冬^直为3.4。<table>tableseeoriginaldocumentpage25</column></row><table>表格4因此，逻辑处理模块406能够顺利地跟踪△-Z调制器输出循环期间的量化器输入信号Vin(t)的变化并确定量化器输出信号q(n)表格5示出了在一调制器输出循环期间对比较器402.0使用跟踪的迭代量化器输出信号确定处理。该初始量化器输入信号Vin(t)=3.6而最乡冬^直为2.8。<table>tableseeoriginaldocumentpage25</column></row><table>表格5因此，逻辑处理才莫块406能够顺利地跟踪A-S调制器输出循环期间的量化器输入信号Vin(t)的变化并确定量化器输出信号q(n)表格6示出了在一A-2:调制器输出循环期间对比较器402.0使用跟踪的迭代量化器输出信号确定处理。该初始量化器输入信号Vin(t)=3,6而最纟冬H为4.3。<table>tableseeoriginaldocumentpage26</column></row><table>表格7因此，逻辑处理才莫块406能够顺利地跟踪A-X调制器输出循环期间的量化器输入信号Vin(t)的变化并确定量化器输出信号q(n)表格8示出了使用交替跟踪阈值对比较器402.0使用跟踪的迭代量化器输出信号确定处理。该初始量化器输入信号Vin(t)=3.6而最纟冬^直为2.4。<table>tableseeoriginaldocumentpage27</column></row><table>表格8因此，逻辑处理模块406能够顺利地跟踪a-i:调制器输出循环期间的量化器输入信号Vin(t)的变化并确定量化器输出信号q(n)=2。表格9示出了使用交替跟踪阈值对比较器402.0使用跟踪的迭代量化器输出信号确定处理。该初始量化器输入信号Vin(t)=4.2而最纟冬-f直为2.8。<table>tableseeoriginaldocumentpage27</column></row><table>表格9因此，逻辑处理才莫块406能够顺利地跟踪a-s调制器输出循环期间的量化器输入信号Vin(t)的变化并确定量化器输出信号q(n)=3。随着足够快速地将量化器输入信号Vin(t)与连续阈值进行比较，连续参考信号发生器404可以在每一a-s调制器输出循环增加近似循环的数目并在各a-i:调制器输出循环期间跟踪任意量化器输入信号Vin(t)。可以通过4又在紧邻最后比较中<吏用偶#:等级可以达到寿交快的^艮踪。迭代量化器输出信号确定处理的另一实施例^吏用多个比4交器。多个比较器加速迭代量化器输出信号确定处理。例如，在第一近似循环中，可以将比较器设定处于粗略阈值等级随后是在第二近似循环中的精细阈值等级。通过〗吏用两个比4交器402.0和402.1以及4又相差一量化等级的各个阈值TH。和TI^可以简化该跟踪方法。例如，如果q(n-l)二4，分别将阈值TH()和TH!设定为3.5和4.5，即，之前A-S调制器输出循环的该量化器输出值，q(n-1),+/-0.5。在至少一个实施例中，固定每一△-X调制器IIT出循环中近似循环的凄t目以允许连续参考信号发生器404来估计量化器输入信号Vin(t)。表格10示出了使用对于两个比较器402.0和402.1跟踪的迭代量化器输出信号确定处理。在表格10的实施例中，将近似循环的数目固定为两个。对于两个比较器和两个近似循环，量化器401可以容许在一△—2调制器输出循环期间按照量化器输入信号Vin(t)的两个量4匕等纟及的改变。<table>tableseeoriginaldocumentpage29</column></row><table>表格10图6描述了信号处理系统600，其包括较少了比较器的A-i:调制器400。信号处理系统600对于高端音频应用尤其有用。信号处理系统600对输入信号源602所产生的输入信号x(t)进行处理。该输入信号x(t)可以是音频信号、一见频信号、音频加纟见频信号，和/或其它信号类型。例如，输入信号x(t)是由麦克风产生的模拟信号。通常地，输入信号x(t)在被A-S调制器400调制前经历某些预处理604。示例性预处理包括^f氐通滤波以衰减频带外信号。信号处理系统600通常也包括后处理器606(诸如，低通滤波输出信号q(n))。附加的后处理可以包括将平均的、数字的输出记录到记录介质上或^t是供平均的、数字的输出到利用数字信号的装置(诸如，数字音频记录器和/或播i文器)。尽管已详细;也描述了本发明，应该理角竿，在不背离由所附;f又利要求所限定的发明的精神和范围情况下，可做多种改变、替代和变更。权利要求1.一种信号处理系统，包括模拟-数字Δ-∑调制器，其中，所述Δ-∑调制器在每一Δ-∑调制器输出循环产生一个量化输出信号，所述Δ-∑调制器包括环路滤波器，用于产生量化器输入信号；量化器，耦合至所述环路滤波器，其中，所述量化器包括输入终端，用于接收所述量化器输入信号；比较器，其中，所述比较器在每一Δ-∑调制器输出循环进行至少两次比较并且被配置为接收所述量化器输入信号以及将所述量化器输入信号与阈值进行比较；以及连续参考信号发生器，耦合至所述比较器，用于确定所述比较器的所述阈值，其中，所述至少两次比较的稍后一次期间的所述阈值与所述至少两次比较的先前一次的结果一致。2.根据权利要求1所述的信号处理系统，其中，所述连续参考信号发生器确定在所述至少两次比4交中所述稍后一次期间的最全冬比4交阈值是处于量化等级之间近似中间的等级；以及在所述至少两次比4交中所述先前一次期间的非最终比寿交阈值是处于近似等于量化等级的等级。3.根据权利要求1所述的信号处理系统，其中，所述连续参考信号发生器还包括具有逻辑的处理模块，用于在所述调制器输出循环内最初应用粗略阈值调整而随后应用精细阈值调整。4.根据权利要求1所述的信号处理系统，其中，所述比较器还被配置为基于所述量化器输入信号和所述阈值之间的比專交产生比较数据，并且所述连续参考信号发生器还包括处理才莫块，用于处理所述比4交^:据并产生选^奪信号以选择所述阈值的值；以及参考信号发生器，用于接收所述选择信号并将所述阈值提供至所述比较器。5.才艮据权利要求4所述的信号处理系统，其中，所述连续参考信号发生器包括串耳关井禺合阻抗；以及多路复用器，具有多个耦合的输入以接收相应的横跨所述阻抗所产生的参考电压。6.才艮据权利要求1所述的信号处理系统，其中，所述环^各滤波器包括连续时间滤波器。7.根据权利要求1所述的信号处理系统，其中，所述环路滤波器包括开关电容滤波器。8.根据权利要求i所述的信号处理系统，其中，在所述a-i:调制器输出循环期间，所述比较器还被配置为接收迭代地近似于所述量化器输入信号的多个阈值并产生代表所述输入信号和所述多个阈值之间迭代比较的迭代比较数据。9.根据权利要求i所述的信号处理系统，其中，所述A-i:调制器输出循环期间的各非最终阈值不包括所述调制器输出循环期间的最纟冬阈{直。10.—种利用调制器处理量化器输入信号的方法，其中，所述a-i:调制器在每一a-i:调制器输出循环产生一个量化输出信号，所述方法包括对输入信号进行噪声整形以产生所述量化器输入信号；利用比较器的输入终端接收所述量化器输入信号；通过在每一所述△-s调制器输出循环至少进行两次比專交的所述比较器将所述量化器输入信号和阈值进行比较；以及通过耦合至所述比较器的连续参考信号发生器确定所述比较器的所述阈值，其中，所述至少两次比较的稍后一次期间的所述阈值与所述至少两次比4交的先前一次的结果一致。11.根据权利要求10中所述的方法，通过所述连续参考信号发生器确定所述比较器的所述阈值进一步包括确定在所述至少两次比4交中所述稍后一次期间的最纟冬比较阈值是处于量化等级之间近似中间的等级；以及确定在所述至少两次比專交中所述先前一次期间的非最乡冬比库交阈值是处于近似等于量化等级的等级。12.根据权利要求10中所述的方法，通过所述连续参考信号发生器确定所述比较器的所述阈值还包括将所述阈值限定至基于一个或多个在前量化器输入信号的值加减所述量化器输入信号的最大预期偏差内。13.根据权利要求10中所述的方法，通过所述比较器将所述量化器输入信号与阈值进行比较进一步包括在所述A-S调制器丰ir出循环内，最初应用粗略阈值调整而随后应用4青细阈<直调整。14.根据权利要求10中所述方法，还包括对于所述比较器，基于所述量化器输入信号和所述阈值之间的比较产生比较数据；处理所述比4交凄t据以产生选4奪信号以选冲,所述阈值的值；接收所述选择信号；以及才艮据所述选择信号将所述阈值提供至所述比较器。15.根据权利要求10中所述方法，其中，在所述A-S调制器输出循环期间的非最终比较阈值不包括所述△-S调制器输出循环期间的最终比较阈值。16.根据权利要求10中所述方法，其中，所述量化器输入信号是连续时间信号。17.根据权利要求10中所述方法，其中，所述量化器输入信号是离散时间信号。18.—种信号处理系统，包括模拟-数字A-i:调制器，包括输入，用于接收输入信号；滤波器，耦合至所述输入；以及量化器，耦合至所述滤波器，用于对所述a-s调制器的运行的输出循环中的所述滤波器的输出进行量化，其中，所述量化器包括比较器，其中，所述比较器对于所述输出循环进行至少两次比较并且被配置为(i)接收所述输入信号以及(ii)将所述输入信号与阈值进行比较；以及连续参考信号发生器，耦合至所述比较器，用于确定所述比專交器的所述阈值，其中，所述至少两次比一交的稍后一次期间的所述阈值与所述至少两次比專交的先前一次的结果一致。19.根据权利要求18所述的信号处理系统，其中，所述连续参考信号发生器还包括处理模块，用于处理比较数据并产生选择信号以选择各参考信号的值；以及参考信号发生器，用于接收所述选择信号并将各参考信号提供至所述比较器。20.根据权利要求19所述的信号处理系统，其中，所述参考信号发生器还包括串写关l禺合阻抗；以及多路复用器，具有多个耦合的输入以接收相应的横跨所述阻抗所产生的参考电压。21.—种利用模拟-数字a-i:调制器对输入信号进行量化的方法，所述方法包4舌对所述输入信号进行噪声整形以产生量化器输入信号；在△-1:调制器输出循环期间接收所述量化器输入信号；在所述调制器输出循环期间接收连续参考信号；在所述A-2调制器输出循环期间将所述量化器输入信号与所述连续参考信号进行迭代比较；以及对于所述A-i:调制器输出循环产生一个输出，其中，所述一个输出代表从所述量化器输入信号和所述连续参考信号之间的所述迭代比專交得到的所述量化器输入信号的估计。22.根据权利要求21所述的方法，其中，在所述A-S调制器输出循环期间将所述量化器输入信号与所述连续参考信号进行迭代比较进一步包括(a)产生所述量化器输入信号和一个或多个第一参考信号之间的比4交；以及(b)利用一个或多个第二参考信号重复步骤(a)。23.根据权利要求22所述的方法，还包括接收所述量化器输入信号和所述一个或多个第一参考信号的各比一交；以及基于所述量化器输入信号和所述一个或多个第一参考信号的所述比较产生所述一个或多个第二参考信号以获得比基于所述量化器输入信号和所述一个或多个第一参考信号的所述比较的估计更加精确的所述量化器输入信号的估计。24.根据权利要求21所述的方法，其中，在所述A-i:调制器输出循环期间将所述量化器输入信号与所述连续参考信号进行迭代比较进一步包括在所述△-1:调制器输出循环内，最初将粗略调整应用至各参考信号而当所述量化器输入信号与所述参考信号中的一个的先前比较表明所述量化器输入信号在预定精细调整阈值内时随后将精细调整应用至各参考信号。25.根据权利要求21所述的方法，其中，所述量化器输入信号是连续时间信号。26.根据权利要求21所述的方法，其中，所述量化器输入信号是离散时间信号。27.—个4言号处理系统包才舌模拟-数字a-z调制器，其中，所述调制器在每一△-s调制器输出循环产生一个量化输出信号，所述a-i:调制器包括环路滤波器，用于产生量化器输入信号；量化器，耦合至所述环路滤波器，其中，所述量化器包括输入终端，用于接收所述量化器输入信号；至少两个比4交器，其中，所述至少两个比4交器中的每一个均在每一△—1:调制器输出循环进行至少两次比4交并且#:配置为>|妄收所述量化器|叙入信号以及将所述量化器输入信号与阈值进行比4交；以及连续参考信号发生器，耦合至所述至少两个比專交器，用于确定所述至少两个比4交器中每一个的所述阈值，其中，所述至少两次比專交的稍后一次期间的所述阈值与所述至少两次比4交的先前一次的结果一致。28.根据权利要求27所述的信号处理系统其中，所述至少两个比较器是一个比较器和另一个比较器，所述一个比较器进行一组至少两次比较而所述另一个比较器进行另一组至少两次比较；其中，所述连续参考信号发生器确定所述一个比较器的一个阈值并且至少两次比4交的所述一组的稍后一次期间的所述一个阈<直与至少两次比4交的所述一组的先前一次的结果一致；以及其中，所述连续参考信号发生器确定所述另一个比较器的另一个阈值并且至少两次比4交的所述另一组的稍后一次期间的所述另一阈值与至少两次比4交的所述另一组的先前一次的结果一致。全文摘要在所描述的信号处理系统中模拟-数字(ADC)Δ-∑调制器利用比较器数目减少技术以改进Δ-∑调制器量化器。Δ-∑调制器在每一Δ-∑调制器输出循环产生一量化输出信号。Δ-∑调制器的量化器包括一个或者多个比较器，其每一个均在每一Δ-∑调制器输出循环进行至少两次比较。一个或多个比较器将量化器输入信号与一个或多个阈值进行比较。连续参考信号发生器确定一个或多个比较器的一个或多个阈值，其中，在至少两次比较的稍后一次期间的一个或多个阈值中的每一个均与至少两次比较的在先一次的结果一致。使用冗余和其他迭代比较技术以及阈值产生技术以有效减少量化器中比较器的数目而同时保持精确性。文档编号H03M1/38GK101427470SQ200780014589公开日2009年5月6日申请日期2007年3月9日优先权日2006年3月24日发明者约翰·L·梅兰松申请人:塞瑞斯逻辑公司