专利名称：D类放大器的制作方法
技术领域：
本发明涉及对输入的PWM(Pulse Width Modulation:脉宽调制)信号进行 数字调制并进行功率放大的D类放大器，详细而言，涉及驱动像立体声头戴 式耳机那样的端子的一方被接地的负荷的单端输出D类放大器。
背景技术：
D类放大器与AB类放大器等模拟线性放大器相比，能够获得极为良好 的功率转换效率，所以放热量也小，因此常被采用为扬声器驱动用放大器。
D类放大器是通过使用晶体管等放大能动元件对语音信号等输入信号进行切 换动作来实现的。D类放大器对基于输入语音信号的PWM信号进行数字调 制，对该PWM信号进行功率放大，并将功率放大后的PWM信号提供给扬 声器单元。
专利文献l(特开2006-115028号公报)中记述了 一种脉冲调制信号发生装 置，用于防止因在全数字放大器中进行的PWM调制所发生的高谐波失真而 造成的性能劣化。
图1是表示驱动立体声头戴式耳机时的D类放大器的结构的图。
在图l中，D类放大器IO的结构包括8倍过采样(oversampling)电 路11和12; △ E调制电路13和14; PWM电路15和16;电平转换电路(LS: level shifter)17、 18和23; D触发器19和20; PWM输出缓冲器21和22;电 感器(inductor)24和25;电容器(capacitor)26 ~ 29; 3端子连接器30;以及立 体声头戴式耳机31。由于是立体声输出，每个结构元件都存在两个。为了简 化描述，仅说明一方的声道。动作本身在两个声道相同。
输入的PCM数据的采样频率fs，通过8倍过采样电路11而被上升到8倍。
AE调制电路13使采样频率再上升两倍。即，达到原来的采样频率fs 的16倍。同时，进行重新量化和噪声整形(noise shaping)处理。PWM电路15将A Z调制电路13的多值输出变换为PWM波。在该例子 中，△ E调制电路13为多值输出式，重新量化为±6值即13值。PWM电路 15根据该数值，生成如图2所示的PWM波。
图2是表示对应±6值的PWM电路15的输出波形的图，它表示采样速 率为16fs时的PWM波可取的输出步长(output step)。
以时钟信号的24个脉沖分量表现一个采样分量的数据。也就是说，时钟 的频率为[384 xft]。
如图2所示，在多值输出为+6时，PWM波在时钟信号的24个脉冲的期 间一直为高电平(highlevel)。而在-6时成为低电平(low level)。在为0时，高 电平的期间和低电平的期间相同。
图3是在频率轴上表示了上述各个阶段的信号的图。
图3是在频率轴上表示输入PCM数据、8倍过采样、AE调制电路输出 以及PWM波的图。
首先，如图3的(b)所示，将输入PCM数据过采样到8倍，从而从基本 分量中从上面开始直到[8 x fs]为止的调制分量被除去。
然后，如图3的(c)所示，Ai:调制电路13使用[16xfs]的釆样频率进行 重新量化和噪声整形处理。其结果，量化噪声以在[8xfs]为峰值的形状分布 (参照图3的(c))。
为了输出能够驱动负荷的电流，插入了 PWM输出缓冲器21。 PWM输 出緩沖器21的输出，在高电平时为电源电压VDD,而在低电平时为OV。
PWM输出緩冲器21以不同于其前级的电路的电源电压VDD动作。因 此，通过电平转换电路17， PWM电路15的输出被变换为使PWM输出緩沖 器21动作的电位。但是，有时会发生通过电平转换电路17后，PWM波的波 形失真的情况。为了防止上述情况，使电平转换电路17的输出通过D触发 器19。由于D触发器19以与PWM输出緩沖器21相同的电源电压VDD动 作，因此，对时钟也与PWM波同样地通过电平转换电路23进行电位的变换。
电感器24和电容器26构成LPF(Low Pass Filter:低通滤波器)。
图4是表示A i:调制电路13的输出为0时的PWM波形与通过LPF后 的波形的图。如图4所示，由于PWM波的高电平期间与低电平期间相同， 因此，通过LPF后的电压为VDD/2。
然后，通过屏蔽直流的电容器28,驱动负荷即头戴式耳机31。另外，在一般的立体声头戴式耳机中，将负荷一端作为接地而进行共用。
由此，3端子连接器30的端子数为3个就够了。
然而，在这样的现有的D类放大器中，有以下的问题点。
使D类放大器的性能劣化的原因之一为动作时钟的抖动(jitter)。
图5是用于说明因动作时钟的抖动造成的D类放大器的性能劣化的图，
对于时钟有抖动的情况，表示A ￡调制电路13的输出为0时的PWM波形和
通过LPF后的电压。如图5所示，动作时钟有抖动时，包含噪声而不是像图
3那样的完全的VDD/2。
为了防止上述情况，需要如石英振荡电路那样的低抖动的时钟源。 但是，问题在于，石英振荡电路的石英振荡器为与电阻和电容器等部件
相比是价格昂贵的部件。
另外，在存在不同频率的稳定的时钟源时，也有使用PLL(Phase Locked
Loop:锁相环)电路从该时钟源生成在D类放大器使用的时钟的方法。但是，
由于如上述那样需要抖动较少的时钟，所以对PLL电路性能的要求较严格。
这会使VCO(Voltage Controlled Oscillator:压控震荡器)和电荷泵等PLL电路的
结构元件的动作电源电流增加。
因此，在驱动立体声头戴式耳机那样的一方的端子被接地的负荷的D类
放大器中，以往以使用石英振荡器那样的价格昂贵的部件作为其前提。
发明内容
本发明的目的是提供单端输出型D类放大器，对应立体声头戴式耳机那 样的负荷，而不使用石英振荡器或变压器那样的价格昂贵的部件。
此外，本发明的另一个目的是提供D类放大器，能够将动作时钟频率减 少到1/2,在降低消耗功率的同时容易地实施对付不需要的辐射的对策。
根据本发明的一个形态，提供一种D类放大器，包括PWM电路，对 输入信号进行PWM调制，输出反相的两个PWM输出；多个緩冲器，使用 电源电压VDD,分别放大所述两个PWM输出；以及多个电感器，合成由所 述多个緩冲器放大后的PWM输出。
图1是表示以往的驱动立体声头戴式耳机时的D类放大器的结构的图。图2是表示以往的对应±6值的PWM电路的输出波形的图。
图3的(a) 图3的(d)是以往的在频率轴上表示输入PCM数据、8
倍过采样、△ i:调制电路输出以及PWM波的图。
图4是表示以往的A E调制电路的输出为0时的PWM波形与通过LPF
后的波形的图。的图。
图6是表示原理说明上的使PWM输出差动化的D类放大器输出级的结
构的图。
形与通过LPF后的波形的图。
图8是表示原理说明上的D类放大器的有时钟抖动时的PWM波的波形 与通过LPF后的波形的图。
图9是表示原理说明上的使PWM输出差动化的D类放大器输出级的结 构的图。
图IO是表示原理说明上的对应± 6值16fs的PWM电路的输出波形的图。 图11是表示原理说明上的以1/2的时钟频率对应± 6值Wfs的PWM电
路的输出波形的图。
图12是表示原理说明上的以相同的时钟频率对应土6值3Ms的PWM电
路的输出波形的图。
图13的(a) 图13的(d)是原理说明上的在频率轴上表示输入PCM
数据、8倍过采样、△ E调制电路输出以及PWM波的图。
图14是表示本发明实施方式的D类放大器的结构的电路图。
具体实施例方式
以下参照附图具体说明本发明的实施方式。 (原理^兌明)
首先说明本发明的基本思想。
可以考虑通过使输出差动化来抵消时钟抖动的方法。 图7是表示没有动作时钟抖动时的PWM波的波形与通过LPF后的波形 的图。图8是表示在图7中有抖动时的PWM波形与通过LPF后的波形的图。如图8所示，即使有动作时钟抖动，也由于"+"端PWM波与"-，，端PWM
波互相抵消，所以不会作为噪声出现。
但是，为了使输出差动化，需要驱动2端子负荷的双方。因此，无法适
用于像头戴式耳机那样将端子的一方接地而使端子被共用的情况。 因此，考虑如图9所示地使用变压器而变换为单端输出的方法。 图9是表示使PWM输出差动化的D类放大器输出级的结构的图。 在图9中，D类放大器输出级50由"+，，端PWM输出缓沖器51、"-，，
端PWM输出緩沖器52、变压器53以及电容器54构成。
变压器53将连接到一次侧的"+"端PWM输出緩沖器51和"-"端PWM
输出緩冲器52的输出变换为单端输出，并输出到二次侧。 电容器54与变压器53内的线圈的电感一起构成LPF。 如果使用变压器53，则能够得到将差动输出变换为单端输出并屏蔽直流
电平的效果，所以存在能够省去耦合电容器的优点。但是，如果不使用在PWM
波的频带内变压器内部的损失较少的变压器，则显著降低作为D类放大器的
效率。也就是说，问题在于满足期望的频率特性和容许输出功率的变压器的
实现性。因此，在成本方面，使用石英振荡器生成稳定的时钟的方法较有优势。
本发明的发明人想到使用两个电感器来取代变压器而将差动输出进行合
成o
图6是表示使PWM输出差动化的D类放大器输出级的结构的图。
在图6中，D类放大器输出级100由"+"端PWM输出緩沖器101、"-" 端PWM输出緩沖器102、电感器lll、 112以及电容器120、 121构成。
D类放大器输出级100,通过使用两个电感器111和112来取代图9中 的变压器53,并由电感器111和112合成正负的输出，从而合成差动输出。
由此，即使在提供给"+"端PWM输出緩沖器101和"-'，端PWM输 出緩冲器102等的时钟中存在抖动，也像图8所示那样被抵消而不会作为噪 声出现。
例如，设置在D类放大器输出级的前级的A i:调制电路输出± 6(包括0 时，为13值)时，位于该A Z调制电路后级的PWM电路的输出呈现图IO所 示的波形。
图IO是表示对应±6值的PWM电路的输出波形的图，它表示AZ调制电路以后的采样速率为16fs时的PWM波可取的输出步长。
如图10所示，在为0时的正负的PWM波的相位相反，而根据所表现的
值，使占空比失常。
以下，说明采用了图6所示的结构时的二次效果。
如果使正负的PWM波所表现的值偏移，由电感器111和112合成后的 值为正负的输出的中间值。因此，例如如果是可表现士6的PWM电路，则通 过合成将可表现的步长数扩大到± 12(25值)。
也就是说，各个PWM波表现的步长数是最终需要的步长数的1/2就够 了，因此可以根据需要选择以下的任何一个。
一个是将时钟频率降低1/2,从而实现功率的节省。在图10中，Ai:调 制电路的采样频率为[16xfs]，时钟频率为[384 xfs]。这里，如果将时钟频率
降低1/2，则可由PWM电路输出表现的是土3。根据上述A ￡调制电路所输 出的±6，使该PWM输出以图11所示的波形输出。由此，若通过电感器lll 和112合成正负的两个PWM波，则能够表现士6。
另一个是进一步提高过采样的倍率，从而提高SN比。 与上述情况同样地，通过将单独的PWM波能表现的范围设为土3并由 电感器111和112进行合成，从而表现土6。由此，使PWM电路以与图10 相同的时钟频率动作时，如图12所示，上述A E调制电路中的采样频率为原 来的两倍。
图12是表示将过采样的倍率设为两倍时的对应±6值的PWM电路的输 出波形的图。
通过由电感器111和U2进行合成来表现土6，上述的在A i:调制电路中 的过采样的倍率提高到原来的两倍。由此，扩大了通过AE调制而提高的噪 声的频带与所期望的信号频带之间的差，从而提高SN比。图13示出该情况。
图13是在频率轴上表示输入PCM数据、8倍过采样、AE调制电路输 出以及PWM波的图。比较图13与上述图3可知，上述的在Ai:调制电路中 的过采样的倍率提高到原来的两倍，并且扩大了通过A Z调制而提高的噪声 的频带与所期望的信号频带之间的差，从而能够提高SN比。
这里，通过由电感器111和112合成正负的两个PWM波，能够将PWM 波可表现的步长数提高到原来的两倍。由该电感器的合成实现的步长数的增 加并不限于正负的两个PWM波，也可以由更多的电感器的合成实现步长数的增加。例如，如果将正负的两个输出增加到四个输出，则进一步增加能够 表现的步长数。但是，由于电感器和PWM电路也增加，所以考虑效果和电 路的复杂度，优选的是进行两个输出的合成。 (实施方式)
图14是表示基于上述基本思想的本发明的一个实施方式的D类放大器 的结构的电路图。本实施方式为适用于驱动立体声头戴式耳机的D类放大器 的例子。
在图14中，D类放大器200的结构包括N倍过采样电路201和202; △ E调制电路211和212;PWM电路221和222;电平转换电路(LS)231 ~ 235; D触发器241 -244; PWM输出緩冲器251 ~ 254;电感器261 -264;电容器 271 -274; 3端子连接器280;以及立体声头戴式耳机290。
PWM电路221和222对输入信号进行PWM调制，输出反相的两个PWM 输出。
PWM输出缓沖器251 -254使用电源电压VDD，分别放大PWM电路 221和222的差动输出。
电感器261 -264合成由PWM输出缓沖器251 -254放大后的PWM输出。
由于是立体声输出，D类放大器200的每个结构元件都存在两个。 下面，说明如上构成的D类放大器200的动作。动作本身在两个声道相同。
N倍过采样电路201和202将输入PCM数据过采样到N(N为任意的自 然数)倍。在A E调制电路211和212的输出与PWM电路221和222的输出 之间的关系为上述图10或图11所示的关系时，该倍率为8倍。而在使其成 为上述图12所示的关系时为16倍。由此，输入的PCM数据的采样频率fs， 通过N倍过采样电路201和202被上升到N倍(这里为8倍)。
在下一级的A ￡调制电路211和212中重新量化为±6值。此时，使采 样频率fs上升两倍。即，是原来的采样频率fs的16倍。同时，进行重新量 化和噪声整形处理。在适用了上述图10或图11时，该级的采样频率fs为原 数据的情况的16倍。而在适用了图12时为32倍。
PWM电路221和222将厶E调制电路211和212的多值输出变换为PWM 波。在该例子中，△ ￡调制电路211和212为多值输出式，重新量化为士6即13值。在PWM电路221和222中，得到如图10或图11，或者图12的 PWM波。
通过电平转换电路231 - 234, PWM电路221和222的输出被变换为以 电源电压VDD动作的电路的信号电平。也就是说，PWM输出緩沖器251 254以不同于其前级的电路的电源电压VDD动作。因此，通过电平转换电路 231 -234， PWM电^各221和222的输出被变换为使PWM输出緩冲器251 ~ 254动作的电位。但是，有时会发生通过了电平转换电路231 ~234后，PWM 波的波形失常的情况。为了防止上述情况，使电平转换电路231 -234的输出 通过D触发器241 -244。由于D触发器241 244以与PWM输出緩沖器251 ~ 254相同的电源电压VDD动作，因此，对时钟也与PWM波同样地通过电平 转换电路235进行电位的变换。
然后，通过D触发器241 -244， ^使用时钟信号整形PWM波。使这样产 生的PWM波通过PWM输出緩沖器251 -254。
为了输出能够驱动负荷的电流，插入了 PWM输出緩沖器251 ~254。 PWM输出緩沖器251 - 254的输出，在高电平时为电源电压VDD，而在低电 平时为0V。
PWM输出緩冲器251 ~254的输出，被电感器261 ~264合成。
电感器261和电容器271、电感器262和电容器271、电感器263和电容 器272以及电感器264和电容器272分别构成LPF。然后，通过屏蔽直流的 电容器273和274,驱动负荷即立体声头戴式耳机290。立体声头戴式耳机 290的各个声道共用3端子连接器280的端子中的接地的一端，因此，3端子 连接器280的端子数被抑制为三个。
如上所述，根据本实施方式，D类放大器200包括PWM电路221和 222,对输入信号进行PWM调制，输出反相的两个PWM输出；PWM输出 緩冲器251 ~ 254,使用电源电压VDD,分别放大PWM电路221和222的差 动输出；以及电感器261 - 264，合成由PWM输出緩沖器251 ~ 254放大后的 PWM输出，通过使D类放大器输出端差动化，并由电感器261 -264合成 PWM电路221和222的正负的输出，乂人而能够实现不4吏用石英振荡器或变压 器那样的价格昂贵的部件且能够抵消动作时钟的抖动的影响的、对应立体声 头戴式耳机那样的负荷的单端输出型D类放大器。
另夕卜，对于PWM电路221和222的PWM输出的步长数而言，它是基
10于由电感器261 -264合成后的值而表现的步长数的1/2，因此能够将动作时 钟频率降低到以往例子的1/2。通过降低动作时钟频率能够降低消耗功率，具 有容易地实施对付不需要的辐射的对策的效果。
另外，在设为与以往例子相同的动作时钟频率时，能够将过采样的倍率 提高到原来的两倍，从而能够提高D类放大器的SN比。
上述说明是本发明的优选实施方式的例证，本发明的范围并不只限于此。 例如，上述各个实施方式是应用在各种音响装置的例子，但同样也可以应用 于任何将声音放大的设备。
另外，在上述各个实施方式中为了便于说明而使用了 D类放大器这个名 称，但不用说也可以称为功率放大电路、D类开关放大器(class D switching amplifier)等。
另夕卜，构成上述D类放大器的各个电路部分，例如緩冲器和LPF等的种 类、数量以及连接方法等不限于上述的实施方式。
如上所述，根据本发明，通过电感器合成PWM差动输出，能够实现不 使用石英振荡器或变压器那样的价格昂贵的部件且能够抵消动作时钟的抖动 的影响的、对应立体声头戴式耳机那样的负荷的单端输出型D类放大器。
另外，对于PWM输出的步长数而言，它是基于由电感器合成后的值而 表现的步长数的1/2，因此能够将动作时钟频率降低到以往例子的1/2。通过 降低动作时钟频率能够降低消耗功率，具有容易地实施对付不需要的辐射的 对策的效果。
另外，在设为与以往例子相同的动作时钟频率时，能够将过采样的倍率 提高到原来的两倍，从而能够提高D类放大器的SN比。
因此，本发明的D类放大器对通过与基于语音信号等的PWM信号对应 的切换动作对PWM信号进行功率放大，并将由此得到的输出信号提供给包 括扬声器等的负荷的音频用途极为有效。另外，不仅适合于各种音响装置中 的D类放大器，还可以广泛适用于音响装置以外的电子装置中的D类放大器。
本申请基于2007年12月28日提交的日本专利申请No.2007-321176，其 说明书、附图以及说明书摘要的内容都引用在本申请中。
权利要求
1、一种D类放大器，包括PWM电路，对输入信号进行PWM调制，输出反相的两个PWM输出；多个缓冲器，使用电源电压VDD，分别放大所述两个PWM输出；以及多个电感器，合成由所述多个缓冲器放大后的PWM输出。
2、 如权利要求1所述的D类放大器，其中，所述PWM电路的PWM输 出的步长数是基于由所述多个电感器合成后的值而表现的步长数的1/2。
3、 如权利要求1所述的D类放大器，其中，所述多个电感器与设置在 其后级的电容器一起构成LPF。
4、 如权利要求1所述的D类放大器，其中，所述PWM电路输出处于 反相的关系的至少两个PWM输出，所述多个电感器合成由所述多个緩沖器放大后的至少两个PWM输出。
全文摘要
公开了单端输出型D类放大器，不使用石英振荡器或变压器那样的价格昂贵的部件地对应立体声头戴式耳机那样的负荷。D类放大器(200)包括PWM电路(221和222)，对输入信号进行PWM调制，输出反相的两个PWM输出；PWM输出缓冲器(251～254)，使用电源电压VDD，分别放大PWM电路(221和222)的差动输出；以及电感器(261～264)，合成由PWM输出缓冲器(251～254)放大后的PWM输出。
文档编号H03F3/217GK101459410SQ20081017185
公开日2009年6月17日 申请日期2008年11月14日 优先权日2007年12月12日
发明者塚本章人 申请人:松下电器产业株式会社