离散滤波器、采样混频器以及无线装置的制作方法

专利名称：离散滤波器、采样混频器以及无线装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及进行滤波等数字信号处理的离散滤波器、采样混频器以及无 线装置。
背景技术：
在采样混频器中，由采样电路对数字调制后的信号进行采样，通过内置
在采样电路中的开关电容器(switched capacitor)获得滤波效果(例如，专利 文献1和专利文献2)。
图1是专利文献1和专利文献2中记载的采样混频器600的电路图，图 2是采样混频器600中的控制信号的定时图。
在图1中，采样混频器600包括TA (Transconductance Amplifier:跨 导放大器)1，将接收到的射频(RF)信号变换为RF电流W;同相混频单 元2，对由TAl变换出的RF电流iRF进行采样；反相混频单元3，与同相混 频单元2相组合；以及DCU (Digital Control Unit:数字控制单元)4，生成 对同相混频单元2和反相混频单元3的控制信号。
同相混频单元2包含采样开关5;以及Ch (History Capacitor:历史电 容器)6，对该采样开关5所采样出的信号进行时间上地连续的积分。此外， 同相混频单元2包含多个Cr (rotating capacitor:旋转电容器)7 14，对 采样开关5所采样出的信号反复地进行积分和释放；以及Cb(buffer capacitor: 缓冲电容器)15，对由各个Cr7 14释放出的信号进行缓存。
另外，同相混频单元2包含转储开关(dump switch) 16，用于使各个 Cr7 14所保持的信号释放到Cbl5;重置开关17，用于在信号释放后使各个 Cr7 14所保持的信号重置；以及多个积分开关18 25，用于使Ch6与各个 Cr7 14依次连接。另外，同相混频单元2包含多个释放开关26 33，用 于使各个Cr7 14依次连接到Cbl5;以及反馈开关34和35，控制从DA (数 字/模拟)变换器向采样混频器600端输入的反馈信号。
接下来，以同相混频单元2的动作为例，说明采样混频器600的动作。首先，RF电流iRF由开关5进行采样，成为时间上进行了离散的离散信 号。对于该离散信号，基于SV0信号 SV7信号，由Ch6和各个Cr7 14依 次对其进行积分，其被滤波和縮减(decimation (稀疏))。
由此，获得8抽头(tap)的FIR (Finite Impulse Response:有限脉冲响应) 滤波器的效果。此时的采样率被縮减为1/8。理由是，八个积分开关18 25 所保持的信号被移动平均。这样的滤波器称为第一级FIR滤波器。用下式表 示第一级FIR滤波器的传递函数。
W =jf^ (式l)
此外，由于依次连接到各个Cr7 14的Ch6保持输出电位，所以也能够 获得IIR(Infinite Impulse Response:无限脉冲响应)滤波器的效果。这样的滤 波器称为第一级HR滤波器。用下式表示第一级nR滤波器的传递函数。其中， 将Ch6的电容量设为Ch，将各个Cr7 14的电容量设为Cr。
进而，SAZ信号输入到各个释放开关30 33的栅极(Gate)时，释放开 关30 33在SAZ信号为高电平的期间导通。于是，由各个Crll 14进行了 积分的离散信号通过处于导通状态的各个释放开关30 33同时被释放到 CM5。
进行该释放后，接着，D信号变成低电平，转储开关16截止，Cbl5从 各个Crl1 14断幵。
接着，R信号变成高电平，重置开关17导通，各个Crll 14所保持的
这样，由各个Crll 14进行了积分的信号同时被释放到Cb15，由此， 能够获得4抽头的FIR滤波器的效果。此时的采样率被縮减为1/4。理由是， 由Cbl5对四个Crl1 14中进行了积分的信号进行移动平均。
而且，由各个Cr7 10进行了积分的信号也起到与各个Cr11 14的情况 同样地作用。这样的滤波器称为第二级FIR滤波器。用下式表示第二级FIR 滤波器的传递函数。此外，以上述的四个Cr7 10的组或四个Crl1 14的组为单位，四个 Cr连接到CM5。由此能够获得IIR滤波器的效果。这样的滤波器称为第二级 IIR滤波器。用下式表示第二级IIR滤波器的传递函数。其中，假设Cbl5的 电容量为Cb。
40
"腦40+cn'(式4)
另外，除了比同相混频单元2迟1/2周期地进行采样之外，反相混频单 元3大致与同相混频单元2进行同样的动作。
这样构成采样混频器600时，该采样混频器600的输出信号为通过了第 一级FIR滤波器、第一级IIR滤波器、第二级FIR滤波器以及第二级IIR滤 波器的信号，使用式(l)、式(2)、式(3)、式(4)以及由TA1进行的电流变换的 式子，整体的滤波器传递函数由下式表示。其中，假设TAl的跨导为gm，
所输入的RF信号的频率为fRF。 一 g附 /7 ff w
— 7 ~" 柳 朋l n柳2 "脂
《 十 g;w卜z-8 1 1 l-z-" (式5)
《l-z隱'(CH+CR)-C^-8 4 l-z一8 (4CR+Ca)-C,
接着，参照图3说明包含上述的各种滤波器的滤波特性。这里，假设LO 信号频率为2.4GHz， Ch6为15pF，各个Cr7 14为0.5pF， Cbl5为15pF以 及TA1的跨导为7.5mS。
图3(a)表示第一级FIR滤波器的特性，图3(b)表示第一级IIR滤波器的 特性。而且，图3(c)表示第二级FIR滤波器的特性，图3(d)表示第二级IIR滤 波器的特性。另外，图3(e)表示采样混频器600整体的滤波特性。图3所示 的传统技术的特性例中，对在采样开关5中进行2.4GHz采样所得的信号进行 32縮减，并将其输出。此时的采样频率为300MHz，以300MHz为单位远离 LO频率的频率分量在期望波附近折叠。如上所述，存在如果縮减数较大，则 在期望波附近出现折叠频率(folding frequency)的问题。
6特别是，在接收频带为宽带的UHF频带地面数字电视广播(约470MHz 770MHz)等的无线系统中，如果进行縮减动作，则在接收频带内出现折叠的 频率，所以需要降低了缩减数的采样混频器。具体而言，如果通过2縮减动 作的采样混频器接收地面数字电视广播的13频道(中心频率约为473MHz)， 从473MHz每隔236.5MHz地出现折叠频率。此时，709.5MHz在地面数字电 视广播的52频道(中心频率约为707MHz)的信号频带内，所以52频道的信号 在期望波段折叠而导致接收敏感度的劣化。因此，需要使通过无縮减的采样 混频器接收13频道时的折叠频率，为770MHz以上的946MHz。
这里，图4表示无縮减地进行动作的传统的采样混频器610的电路图。 图4中，与图1的采样混频器600的不同之处在于，同相混频单元42和反相 混频单元43分别包括两个Cr，以及DCU 44的输出控制信号为SVO和SV1 信号、D信号、R信号、以及FB0和FB1信号。图5为DCU44的方框图。 其是以DCU生成控制信号所需的REF信号为基准，由一般的电路即D触发 (flip-flop)电路构成的。图6表示采样混频器610的控制信号的定时图。根据 图5和图6， SVO和SV1信号为对REF信号进行八分频所得的信号。另夕卜， D信号为对REF信号进行四分频所得的信号。另外，R信号为以REF信号为 基准进行四相化所得的信号中的一个信号。另外，FB0和FB1信号为以REF 信号为基准进行八相化所得的信号中的二个信号。如上所述，如果要利用传 统的方法构成縮减数较低的采样混频器，则如图6所示，需要高频率的REF 信号，且需要准备不同波形(例如，不同脉冲宽度)的控制信号。
专利文献1:特开2004—289793号公报(第6—9页、图3a、图3b以及
图4)
专利文献2:美国专利申请公开第2003/0083033号说明书"SAMPLING MIXER WITH ASYNCHRONOUS CLOCK AND SIGNAL DOMAINS"

发明内容
发明要解决的问题
然而，如果REF信号的频率提高了，则存在如下问题，即，在实际电路 中，控制信号的脉冲波形因电路的负荷等而变形，而且频率越高，成为越失 真的波形。因此，需要提供离散滤波器和采样滤波器，其具有即使减少縮减 数，也不需要高频率的REF信号的电路结构。另外，使用较多的不同波形的控制信号，所以控制信号生成单元(DCU) 的电路规模较大。
本发明是在这样的情况下作出的，其提供能够减少縮减数而不使用高频 率的REF信号，并能够抑制因折叠分量造成的接收敏感度的劣化的采样混频 器。
解决问题的方案
本发明的第一个形态的离散滤波器包括控制信号生成单元，生成频率 相同而相位不同的N个控制信号，其中N为2以上的整数；以及开关电容单 元，输入接收信号，所述开关电容单元包括相互并行地连接的N个开关电容 电路，各个开关电容电路包括积分开关和释放开关，并进行包括信号的积分 动作和信号的释放动作的N个动作，该积分开关切换对电容的输入状态，该 释放开关切换从电容的释放状态，所述N个开关电容电路基于所述N个控制 信号，在相同的定时进行互不相同的动作。
另外，本发明的第二个形态的离散滤波器为，在第一个形态所述的离散 滤波器中，在所述开关电容电路的动作状态中包括将所述电容的电荷重置的 重置动作以及反馈动作，并且设N二4。
另外，本发明的第三个形态的离散滤波器为，在第一个形态所述的离散 滤波器中，在所述开关电容电路的动作状态中包括反馈动作，并且将反馈信 号作为电压。
另外，本发明的第四个形态的离散滤波器为，在第一个形态所述的离散 滤波器中，能够对所述N个控制信号的频率进行切换。
另外，本发明的第五个形态的采样混频器包括第一个形态所述的离散 滤波器；以及采样开关，设置在所述离散滤波器的前级，以规定的频率对接 收信号进行采样。
另外，本发明的第六个形态的无线装置包括第一个形态所述的离散滤 波器；以及信号处理单元，基于所述离散滤波器的输出信号进行信号处理。
另外，本发明的第七个形态的无线装置包括第五个形态所述的采样混 频器；以及信号处理单元，基于所述采样混频器的输出信号进行信号处理。
另外，本发明的第八个形态的离散滤波器为，在第一个形态所述的离散 滤波器中，还包括非重叠电路，在所述N个控制信号的每一个控制信号之间 设置非重叠区间。另外，本发明的第九个形态的离散滤波器为，在第八个形态所述的离散 滤波器中，所述非重叠电路包括"与"门，输入从所述控制信号生成单元输 出的第一控制信号经过奇数个的"非"门所得的信号、以及从所述控制信号生 成单元输出的第二控制信号，该离散滤波器将所述"与"门的输出作为输入到 所述开关电容单元的信号。
另外，本发明的第十个形态的采样混频器包括第八个形态所述的离散 滤波器；以及采样开关，设置在所述离散滤波器的前级，以规定的频率对接 收信号进行采样，所述非重叠电路，将所述非重叠区间设为所述采样开关的 周期x(l-N/M)，其中M为与N不同的自然数。
另外，本发明的第十一个形态的无线装置包括第十个形态所述的采样 混频器；以及信号处理单元，基于所述采样混频器的输出信号进行信号处理。 发明的效果
根据本发明，通过采用与开关电容电路的动作状态的数对应的并行结构， 能够在多个开关电容电路之间共享控制信号，不需要导通时间较短的控制信 号。而且，能够縮小用于生成控制信号的控制信号生成单元的电路规模。
由此，能够减少缩减数而不使用高频率的REF信号，并能够抑制因折叠 分量造成的接收敏感度的劣化。


图1是传统技术的采样混频器的电路图。
图2是传统技术的采样混频器的控制信号的定时图。
图3是传统技术的采样混频器的特性图。
图4是传统技术的采样混频器的电路图。
图5是传统技术的数字控制单元的方框图。
图6是传统技术的采样混频器的控制信号的定时图。
图7是本发明实施方式1的采样混频器的电路图。
图8是本发明实施方式1的控制信号的定时图。
图9是本发明实施方式2的采样混频器的电路图。
图10是本发明实施方式3的采样混频器的电路图。
图11是本发明实施方式3的控制信号的定时图。
图12是本发明实施方式3的采样混频器的特性图。
9图13是本发明实施方式4的采样混频器的电路图。图14是本发明实施方式4的可变分频器的方框图。图15是本发明实施方式4的控制信号的定时图。图16是本发明实施方式5的采样混频器的电路图。图17是表示本发明实施方式5的非重叠(non-overlapping)电路的结构的方框图(结构例1)。
图18是表示本发明实施方式5的控制信号的图。
图19是表示本发明实施方式5的非重叠电路的结构的方框图(结构例2)。图20是表示本发明实施方式5的特定频率分量的增益与非重叠区间之间的关系的图。
图21是表示本发明实施方式5的非重叠电路的结构的方框图(结构例3)。
图22是本发明实施方式5的采样混频器的电路图。
图23是本发明实施方式5的采样混频器的电路图。
图24是本发明实施方式5的采样混频器的电路图。
图25是本发明实施方式6的无线装置的方框图。
图26是本发明实施方式7的无线装置的方框图。
具体实施例方式
以下，参照

本发明的实施方式。另外，在附图中，对于相同的部分，附加相同的标号来表示。(实施方式1)
图7是本发明实施方式1的采样混频器的电路图。在图7中，采样混频器100包括TA (跨导放大器)1;开关电容单元102和103; DCU (数字控制单元，也称为"控制信号生成单元")104;以及采样开关5和36。
开关电容单元102包括Ch(历史电容)6; Cr(旋转电容)7a、 7b、 7c和7d;Cb(缓冲电容)15;转储开关16a、 16b、 16c和16d;重置开关17a、 17b、 17c和17d;积分开关18a、 18b、 18c禾口 18d;以及反馈开关34a、 34b、 34c和34d。开关电容单元103也具有同样的结构，不同之处在于，输入到开关电容单元102和开关电容单元103的信号的相位相差180度。理由是，输入到与开关电容单元102连接的采样开关5的栅极的LO信号的相位和输入到与开关电容单元103连接的采样开关36的栅极的LOB信号的相位相差180度。
10DCU 104为利用了 D触发电路的移位寄存器结构，其将以REF信号为基准的四相的信号(SO信号、Sl信号、S2信号以及S3信号)输出到开关电容单元102和103。本实施方式中，DCU 104的电路结构是利用了D触发电路的移位寄存器结构，但是只要能够输出四相的信号，也可以是其他的电路结构。
图8是用于本发明实施方式1的采样混频器100的控制信号的定时图。S0信号、Sl信号、S2信号以及S3信号为错开了l/4周期的信号，成为"高(high)"的时间相当于LO信号的一个周期。如果对DCU 104的移位寄存器输入与LO信号相同频率的REF信号，则能生成S0 S3信号。SO信号输入到积分开关18a、反馈开关34b、重置开关17c以及转储开关16d的栅极。Sl信号输入到转储开关16a、积分开关18b、反馈开关34c以及重置开关17d。 S2信号输入到重置开关17a、转储开关16b、积分开关18c以及反馈开关34d。 S3信号输入到反馈开关34a、重置开关17b、转储开关16c以及积分开关18d。
接下来，着眼于开关电容单元102，说明采样混频器100的动作。首先，作为第一个状态，SO信号为"高"时，Ch6与Cr7a连接，从采样开关5输出的离散信号由Ch6与Cr7a进行积分。其次，作为第二个状态，SO信号成为"低(low)"且Sl信号成为"高"时，Cr7a与Cbl5连接，由Cr7a进行了积分的信号被释放到Cbl5。作为第三个状态，S1信号成为"低"且S2信号成为"高"时，残留在Cr7a的电荷通过重置开关17a被接地，从而重置Cr7a的电荷。作为第四个状态，S2信号成为"低"且S3信号成为"高"时，反馈开关34a导通，来自DA变换器的反馈信号输入到Cr7a，从而能够补偿DC偏移或差动偏移等。Cr7a反复进行这四个状态的动作。而且，Cr7b、 Cr7c、 Cr7d也同样地进行四个状态的反复动作。在Cr7a Cr7d的反复动作中的不同之处在于，在相同的定时进行不同的动作。具体而言，在SO信号为"高"时，Cr7a对来自采样开关5的信号进行积分，Cr7b输入反馈信号，Cr7c被接地而重置其电荷，Cr7d将进行了积分的信号释放到CM5，这样，Cr7a Cr7d在相同的定时进行不同的动作。
也就是说，包含Cr7a Cr7d的四并行的开关电容电路，以四相动作进行四个状态。另外，对于每一个Cr7a Q7d， SO信号 S3信号分别被用于"积分"、"释放"、"重置"以及"反馈"的动作而被共享。由此，能够减少DCU104所输出的控制信号的种类，并縮小电路规模。另外，通过使Ch6依序与Ci7a Cr7d连接而构成第一级IIR滤波器，通过使Chl5依序与Cr7a Cr7d连接而构成第二级IIR滤波器。用下式表示此时的传递函数。
g附〃 w
此时，开关电容单元102的输出信号的采样频率取决于将信号释放到Cb的定时，也就是Cr7a Cr7d与Cb连接的定时。根据图8，在与LO信号的频率相同的频率Cb与Cr7a Cr7d连接，从而能够进行无縮减动作。
综上所述，根据本实施方式的采样混频器，构成为四并行的、包含Cr7a Cr7d的开关电容电路进行四相动作，并共享用于驱动开关电容电路的控制信号，从而能够削减DCU104的电路规模，该四相动作为在相同的定时进行互不相同的动作的动作。而且，能够利用相同的波形作为S0 S3信号，无需准备不同波形的控制信号。进而，即使在无縮减的电路结构，也能够将REF信号的频率降低到与LO信号的频率相同的频率。
由此，在实际电路中也能够进行无縮减动作，能够使折叠频率远离期望波段，并抑制因折叠分量造成的接收敏感度的劣化。
另外，在本实施方式中，构成开关的元件为n型FET，但也可以是p型或组合n型和p型来使用。此外，也可以使用微电子机械系统(MEMS)作为开关。
此外，在本实施方式中，采样混频器为连接了采样开关的采样混频器，但也可以不使用采样开关而为输入了 BB(基带)信号的离散滤波器。BB信号为从RF频带变频为BB频带后的接收信号，时间上既可以是连续信号，也可以是离散信号。
另夕卜，在本实施方式中，假设Ch、 Cr和Cb为并行平板的电容器进行了说明，但可以是使用了n型FET的电容器，也可以是使用了p型FET的电容器。
另外，在本实施方式中，假设Ch、 Cr和Cb为固定的值进行了说明，但是也可以采用准备多个电容器和开关而切换电容器的值的结构。(实施方式2)图9是表示本发明实施方式2的采样混频器200的电路图。这里，主要说明与实施方式l不同之处。
采样混频器200包括开关电容单元202和203、以及DCU 204，以代替图7所示的实施方式1中的开关电容单元102和103、以及DCU104。
开关电容单元202为如下结构，g卩，从实施方式1的开关电容单元102中去除了Cr7d、转储开关16d、重置开关17a 17d、积分开关18d、以及反馈开关34d所得的结构。反相混频单元203也具有同样的结构。
DCU 204将三相的信号(S0信号、Sl信号以及S2信号)输出到开关电容单元202和203。
接着，采样混频器200的动作的与实施方式1的不同之处在于，包含Cr7a Cr7c的三并行的开关电容电路，以三相动作进行"积分"、"释放"以及"反馈"的三个状态。只要反馈信号为DC电压信号，则与有无重置动作无关都为相同的动作。因此，能够从开关电容电路的动作中省去重置动作，从而削减开关电容电路的并行数。
综上所述，根据本实施方式的采样混频器，构成为三并行的、包含Cr7a Cr7c的开关电容电路进行三相动作，在实施方式l的效果上，能够进一步削减电路规模，该三相动作为在相同的定时进行互不相同的动作的动作。
另外，在本实施方式中，使用DA变换器的输出信号作为反馈信号，但是也可以将DC电压源的电压作为反馈信号。
另夕卜，在本实施方式中，三并行的开关电容电路以三相动作进行"积分"、"释放"以及"反馈"的三个状态，但是也可以使去除了反馈开关的开关电容电路为二并行，使其以二相动作进行"积分"和"释放"的二个状态。关键在于，在开关电容电路的动作状态的数量为N时，使开关电容电路的并行数为N，使从DCU输出的控制信号为频率相同而相位不同的N个信号，并在相同的定时进行不同的动作。由此，能够以与LO信号相同频率的REF信号，进行采样混频器的无縮减动作。
(实施方式3)
图10是表示本发明实施方式3的采样混频器300的电路图。这里，主要说明与实施方式l不同之处。
采样混频器300包括DCU 304，以代替图7所示的实施方式1中的DCU
104。图11是用于本发明实施方式3的采样混频器300的控制信号的定时图。DCU304输入具有LO信号的频率的两倍的频率的REF信号，而且，控制信号SO信号 S3信号成为"高"的时间相当于LO信号的1/2周期。与传统的采样混频器相比，本实施方式的采样混频器300相应于动作所需的控制信号的种类的减少以及DCU所需的REF信号的频率的降低而能够进行高速动作。由此，输出信号的采样频率变高，折叠频率成为远离期望波段两倍LO信号频率的频率。
图12是与本实施方式3的釆样混频器300的特性(REF信号频率=2倍LO频率)一并表示了实施方式1的采样混频器100的特性(REF信号频率=1/)频率)的图。从图12可知，实施方式1的特性中在940MHz处出现了折叠的峰值，而实施方式3的特性中没有在940MHz处出现折叠的峰值。
综上所述，根据本实施方式的采样混频器，能够相应于DCU所需的REF信号的频率的降低进行高速动作，与实施方式1相比，能够进一步使折叠频率远离期望波段。此时，LO信号频率为470MHz。
(实施方式4)
图13是表示本发明实施方式4的采样混频器400的电路图。这里，主要
说明与实施方式1不同之处。
采样混频器400包括DCU 404，以代替图7所示的实施方式1中的DCU
104。
DCU 404包括可变分频器405，该可变分频器405切换输入到用于生成四相信号的移位寄存器的REF信号的频率。可变分频器405基于从未图示的信号处理单元输出的REF切换信号，使分频数可变。
图14是表示可变分频器405的例子的方框图。根据图14，可变分频器405具有如下结构，即，在不进行分频而将REF信号输出到移位寄存器的路径与对REF信号进行二分频后输出到移位寄存器的路径之间进行切换。基于REF切换信号切换这些路径，并使输入到移位寄存器的信号的频率可变。在本实施方式中为，不进行分频的路径与进行二分频的路径之间的切换，但并不限于此，也可以准备其他分频数的路径而进行切换。
图15为采样混频器400进行了二縮减动作时的控制信号的定时图。该动作相当于，由可变分频器405对输入到移位寄存器的REF信号的频率进行二分频的动作。根据图15， S0信号 S3信号的"高"时间相当于LO信号的两个周期，在该期间内对离散信号进行积分。该动作成为2抽头的FIR滤波器,进行2縮减。用下式表示该传递函数。
卜Z
用下式表示此时的进行2縮减动作的采样混频器400整体的传递函数(
—g伤卜尸 1__Q (式8)
接着，说明采样混频器400的动作。作为例子，假设采样混频器400为UHF频带地面数字电视广播接收用的采样混频器，接收频带为470MHz(13频道) 770MHz(62频道)。此时，在接收低频率的频道时，如果进行縮减则其他频道的信号在期望波段折叠而导致接收敏感度的劣化，所以需要设为无縮减。在接收高频率的频带时，能够使因縮减造成的折叠频率在770MHz以
上而能够进行縮减，根据式8，对因1/fRF而在高频率降低的增益，以通过縮
减所得的FIR滤波器的增益来补偿，从而能够抑制接收敏感度的劣化。
综上所述，根据本实施方式的采样混频器，通过切换至DCU的移位寄存器的输入信号的频率，能够切换縮减数，从而能够在接收低频率频道时通过无縮减动作来抑制因折叠分量造成的接收敏感度的劣化，而在接收高频率频道时通过縮减动作抑制因增益的劣化造成的接收敏感度的劣化。
另外，在本实施方式中说明了地面数字电视广播的接收，但也可以是其他无线系统。
另外，在本实施方式中，以地上数字电视广播为例，不使折叠频率出现在同一个无线系统中的其他频道频带内，但也可以不使折叠频率出现在正在接收的无线系统以外的不同无线系统的频带内。
(实施方式5)
图16是表示本发明实施方式5的采样混频器700的电路图。采样混频器700为在图7所示的实施方式1中的采样混频器100中追加了非重叠电路1400。
15这里，即使减少縮减数，由于在用于驱动采样混频器的控制信号上重叠
有采样频率的M/N倍(M， N为互不相同的自然数)的频率分量，所以在频率变换后的接收信号频带内，产生在采样频率的M/N倍的频率中所存在的干扰信号。由此，由于导致接收敏感度的劣化，所以需要抑制在控制信号上所重叠的采样频率的M/N倍的分量。因此，采样混频器700具有非重叠电路1400。
下面，说明本实施方式的非重叠电路的结构。
<结构例1:非重叠电路1400-1(图17)>
图17中，非重叠电路1400-1包括"非(NOT)"门1410、 1411、 1412和1413;以及"与(AND)"门1420、 1421、 1422和1423。
输出信号4为经过"非"门1410的、从DCU 104输出的输出信号3和从DCU 104输出的输出信号0之间进行AND运算所得的结果。因此，在输出信号O为'T'的情况下，直到输出信号3为"0"为止，输出信号4不为"1"。另
外，如果输出信号2为"o"，则在输出信号3为"r时，输出信号7为"r。因此，采用了输出信号7和输出信号4不会同时为"r的结构。
输出信号5为经过"非"门1411的、从DCU 104输出的输出信号0和从DCU 104输出的输出信号1之间进行AND运算所得的结果。因此，在输出信号1为'T，的情况下，直到输出信号O为"O"为止，输出信号5不为'T'。另外，如果输出信号3为"0"，则在输出信号0为"1"时，输出信号4为"1"。因此，采用了输出信号4和输出信号5不会同时为"l"的结构。
输出信号6为经过"非"门1412的、从DCU 104输出的输出信号1和从DCU 104输出的输出信号2之间进行AND运算所得的结果。因此，在输出信号2为"1"的情况下，直到输出信号1为"O"为止，输出信号6不为"1"。另外，如果输出信号O为"O"，则在输出信号1为'T，时，输出信号5为'T，。因此，采用了输出信号5和输出信号6不会同时为'T'的结构。
输出信号7为经过"非"门1413的、从DCU 104输出的输出信号2和从DCU 104输出的输出信号3之间进行AND运算所得的结果。因此，在输出信号3为"1"的情况下，直到输出信号2为"0"为止，输出信号7不为"1"。另夕卜，加果输出信号1为"0"，则在输出信号2为"1"时，输出信号6为"1"。因此，采用了输出信号6和输出信号7不会同时为1的结构。
通过使用如上生成的输出信号4 7作为控制信号0 3，能够生成图18所示的具有非重叠区间的控制信号群。
16<结构例2:非重叠电路1400-2(图19)>
图19中，非重叠电路1400-2在图17的结构上还包括延迟单元1430、 1431、 1432和1433。
输出信号4为经过"非"门1410的、使用延迟单元1430延迟了从DCU 104 输出的输出信号3所得的信号和从DCU104输出的输出信号0之间进行AND 运算所得的结果。因此，在输出信号0为"1"的情况下，直到延迟了输出信号 3所得的信号为"O"为止，输出信号4不为"1"。另外，如果输出信号2为"0"， 则在输出信号3为"1"时，输出信号7为"1"。因此，输出信号7的导通时间 和输出信号4的导通时间，相隔了相当于由延迟单元1430的延迟时间的间隔 (非重叠区间)。
输出信号5为经过"非"门1411的、使用延迟单元1431延迟了从DCU 104 输出的输出信号O所得的信号和从DCU 104输出的输出信号1之间进行AND 运算所得的结果。因此，在输出信号1为"l"的情况下，直到延迟了输出信号 O所得的信号为"O"为止，输出信号5不为"1"。另外，如果输出信号3为"0"， 则在输出信号0为'T'时，输出信号4为"1"。因此，输出信号4的导通时间 和输出信号5的导通时间，相隔了相当于由延迟单元1431的延迟时间的间隔 (非重叠区间)。
输出信号6为经过"非"门1412的、使用延迟单元1432延迟了从DCU 104 输出的输出信号1所得的信号和从DCU 104输出的输出信号2之间进行AND 运算所得的结果。因此，在输出信号2为"1"的情况下，直到延迟了输出信号 1所得的信号为"O"为止，输出信号6不为"1"。另夕卜，如果输出信号O为"O"， 则在输出信号1为"1"时，输出信号5为'T'。因此，输出信号5的导通时间 和输出信号6的导通时间，相隔了相当于由延迟单元1432的延迟时间的间隔 (非重叠区间)。
输出信号7为经过"非"门1413的、使用延迟单元1433延迟了从DCU 104 输出的输出信号2所得的信号和从DCU104输出的输出信号3之间进行AND 运算所得的结果。因此，在输出信号3为"1"的情况下，直到延迟了输出信号 2所得的信号为"0"为止，输出信号7不为"1"。另外，如果输出信号1为"0"， 则在输出信号2为"1"时，输出信号6为"1"。因此，输出信号6的导通时间 和输出信号7的导通时间，相隔了相当于由延迟单元1433的延迟时间的间隔 (非重叠区间)。
17通过将如上生成的输出信号4 7作为控制信号0 3，根据延迟单元 1430 1433的延迟量，能够使图18所示的非重叠区间的宽度变化。
接下来，使用图20，说明在使非重叠区间变化的情况下的动作频率x5/4 倍的频率分量的增益。图20是表示在采样开关5和36的动作频率设为 500[MHz]时以及设为800[MHz]时，使控制信号S0 S3的非重叠区间变化的 情况下的、动作频率x5/4倍的频率分量的增益的曲线图。根据动作频率可知，
存在有降低特定的频率分量的增益最佳的非重叠区间的值。例如，在为 500[MHz]的情况下，在400ps(微微秒)时增益最小，而在为800[MHz]的情况 下，在250ps时增益最小。
例如，可以用式9表示使动作频率xM/4倍(g卩，N-4)的频率分量的增益 降低的最佳的非重叠区间。
最佳的非重叠区间-周期x(l-4/M) (式9)
这样，通过设定各个控制信号的非重叠区间以使特定的频率分量的增益 最小，能够减少特定的频率分量的重叠。
这里，并不限定用于设定特定的非重叠区间的延迟单元的数量。这里， 作为一例说明了以周期x4循环(cycle)进行动作的采样混频器中的、采样频率 x5/4倍的频率分量的增益，但是在以周期xN循环进行动作的情况下，对于采 样频率的M/N倍(M和N为互不相同的自然数)的分量，也同样通过设定各个 控制信号的非重叠区间以使其频率分量的增益最小，能够减少特定的频率分 量的重叠。
<结构例3:非重叠电路1400-3(图21)>
图21中，非重叠电路1400-3在图20的结构上还包括延迟单元1434、 1435、 1436和1437;以及选择器1440、 1441、 1442和1443。
选择器1440基于切换信号，对于将输出到"非"门1410的信号切换是使 其为仅通过了延迟单元1434的输出，还是使其为通过了延迟单元1434和1430 双方的输出。
选择器1441基于切换信号，对于将输出到"非"门1411的信号切换是使 其为仅通过了延迟单元1435的输出，还是使其为通过了延迟单元1435和1431 双方的输出。
选择器1442基于切换信号，对于将输出到"非"门1412的信号切换是使其为仅通过了延迟单元1436的输出，还是使其为通过了延迟单元1436和1432 双方的输出。
选择器1443基于切换信号，对于将输出到"非"门1413的信号切换是使 其为仅通过了延迟单元1437的输出，还是使其为通过了延迟单元1437和1433 双方的输出。
如果将如上生成的输出信号4 7(S4 S7)作为控制信号0 3(S0 S3)， 将延迟单元1434、 1435、 1436和1437的延迟量设为a[s]，并将延迟单元1430、 1431、 1432和1433的延迟量设为b[s]，则能够通过选择器1440 1443，将 非重叠区间切换为是a+b[s]还是a[s]。例如，在a-250[ps]， b^50[ps]的情况 下，在采样开关5和36的动作频率为800[MHz]时使非重叠区间为a[ps]，而 在采样开关5和36的动作频率为500[MHz]时使非重叠区间为a+b[ps]，从而 能够与动作频率匹配地减少动作频率x5/4倍的频率分量的增益。
根据这样的结构，通过切换各个控制信号的非重叠区间的宽度，能够根 据动作频率减少特定的频率分量的重叠。另外，也可以在动作频率为恒定的 情况下，切换要减少重叠的频率分量。另外，用于设定特定的非重叠区间的 延迟单元的数量并不限于上述的例子，而且并不特别地限定选择器能够选择 的数量。
以上说明了非重叠电路1400的各个结构例。
根据这些结构，能够在各个控制信号的导通时间之间设置控制信号的导 通时间互不重叠的非重叠区间。而且，通过设置非重叠区间，能够抑制控制 信号的采样频率的M/N倍分量。
另外，非重叠电路的上述结构为一例，只要是能够生成同样的控制信号 的结构，并不特别地限定其结构。
另外，图20和式9是适用于控制信号为理想的矩形波的情况，根据电路 的特性，使特定的频率分量的增益最小的最佳值不同。此时，需要使非重叠 区间变化来求最佳值。
另外，图22表示在图9所示的实施方式2的采样混频器200中追加了非 重叠电路的结构。图22所示的采样混频器750包括非重叠电路1500，以代 替图16的非重叠电路1400。与DCU 204的输出为三相的信号(SO信号、Sl 信号以及S2信号)对应地，非重叠电路1500的结构为，从图17所示的结构 中删除了"非"门1413和"与"门1423的结构，从图19所示的结构中删除了延迟单元1433、"非"门1413禾Q"与"门1423的结构，或者从图21所示的结构中 删除了延迟单元1437、延迟单元1433、选择器1443、"非"门1413禾口"与"门 1423的结构。
另外，图23表示在图10所示的实施方式3的采样混频器300中追加了 非重叠电路1400的结构(采样混频器800)。
另外，图24表示在图13所示的实施方式4的采样混频器400中追加了 非重叠电路1400的结构(采样混频器850)。
(实施方式6)
图25是表示本发明实施方式6的无线装置500的结构例的方框图。无线 装置500例如为移动电话、车载电话、收发器(transceiver)等。
在图25中，无线装置500包括天线50K双工器502、发送单元503、 接收单元504以及信号处理单元(DSP) 505。
而且，发送单元503具有功率放大器(PA) 506和调制单元507。接收 单元504具有低噪声放大器(LNA) 508和采样混频器509。
天线501通过双工器502分别连接到发送单元503和接收单元504。双 工器502对应发送信号和接收信号的各个频带。双工器502如果从发送单元 503输入信号，则使该信号中的发送信号的频带通过天线501并将其输出。 另一方面，如果来自天线501的信号输入到双工器502，则双工器502使该 信号中的接收信号的频带通过而将其输出到接收单元504。
在信号处理单元505中，将来自接收单元504的输出信号进行AD变换 后，对该输出信号进行信号处理(例如，语音处理、数据处理)。此外，在信 号处理单元505中，对规定的输入信号(例如，语音、数据)进行信号处理 后，进行DA变换，并将其输出到发送单元503。另外，在图25中将信号处 理单元505设为一个，但也可以使用多个。
假设作为采样混频器509使用图7所示的实施方式1中的采样混频器 100。如果这样设置，能够适用采样混频器100而极为有用，该采样混频器 100能通过无缩减动作来抑制因折叠分量造成的接收敏感度的劣化。另外， 作为采样混频器509，也可以采用实施方式2、 3、 4以及5的任一实施方式 中的采样混频器。
另外，在本实施方式中，说明了包含采样混频器的无线装置的情况，但 也可以作为包含不具有采样开关5的离散滤波器的无线装置。(实施方式7)
图26是表示本发明实施方式7的无线装置510的结构例的方框图。本实 施方式中，作为UHF频带(470MHz 770MHz)以及VHF频带(90MHz 108MHz、 170MHz 222MHz)地面数字电视广播的接收用，进行说明。
在图26中，无线装置510包括天线511和513; LNA512和514;采 样混频器520;以及信号处理单元505。采样混频器520包括TA521和522; 采样开关523、 524、 525和526;开关电容单元527和528;以及DCU529。 将天线511、 LNA512、 TA521、采样开关523和524用于UHF频带的接收 用，将天线513、 LNA514、 TA 522、采样开关525和526用于VHF频带的 接收用。根据从信号处理单元505输出的UV切换信号，LNA512和514以 及TA 521和522进行动作的导通/截断的切换。采样开关523和524通过 UHF频带的接收用的LOU信号和LOBU信号进行采样，采样开关525和526 通过VHF频带的接收用的LOV信号和LOBV信号进行采样。从未图示的局 部振荡单元输出LOU信号、LOBU信号、LOV信号以及LOBV信号。在UHF 频带的接收和VHF频带的接收的双方之间共享开关电容单元527和528、 DCU 529以及信号处理单元505。
接着，说明无线装置510的动作。在UHF频带的接收时，通过UV切换 信号，LNA512和TA521的动作导通，LNA514和TA522的动作截断，LOV 信号和LOBV信号为低信号，以将采样开关525和526固定为截断状态。因 此，将通过天线511接收到的UHF频带接收信号，通过LNA512进行放大， 并将其输入到采样混频器520。在采样混频器520中，通过TA 521对接收信 号进行电流变换，通过采样开关523和524进行采样，通过开关电容单元527 和528进行滤波，并将信号输出到信号处理单元505。同样地，在VHF频带 的接收时，LNA512和TA521的动作截断，采样开关523和524为截断。将 通过天线513接收到的VHF频带接收信号，通过LNA 514进行放大，并将 其输入到采样混频器520。在采样混频器520中，通过TA 522对接收信号进 行电流变换，通过采样开关525和526进行采样，通过开关电容单元527和 528进行滤波，并将信号输出到信号处理单元505。
作为采样混频器520的开关电容单元527和528以及DCU529，使用图 7所示的实施方式中的开关电容单元102和103以及DCU 104。如果这样设 置，能够适用采样混频器而极为有用，该采样混频器能通过无縮减动作来抑
21制因折叠分量造成的接收敏感度的劣化。另外，作为采样混频器520的开关 电容单元527和528以及DCU 529，也可以使用实施方式2、 3 、 4和5的任 一实施方式中的开关电容单元以及DCU。另外，通过将以RF频率进行动作 的LNA和TA分为UHF频带用和VHF频带用，能够对各个频带最佳地设计 电路，进而，通过将不进行接收的频带的电路的动作截断，能够削减消耗电 流。
在2007年7月5日提交的日本专利申请特愿2007-176920、 2007年11 月22日提交的日本专利申请特愿2007-302678以及2008年6月26日提交的 日本专利申请特愿2008-167269中所包含的说明书、附图以及说明书摘要所 公开的内容都引用于本申请中。
工业实用性
本发明的离散时间处理滤波器以及采样混频器，用于无线装置的无线电 路时极为有用。特别适合于进行信号的频率变换。
权利要求
1、离散滤波器，包括控制信号生成单元，生成频率相同而相位不同的N个控制信号，其中N为2以上的整数；以及开关电容单元，输入接收信号，所述开关电容单元包括相互并行地连接的N个开关电容电路，各个开关电容电路包括积分开关和释放开关，并进行包括信号的积分动作和信号的释放动作的N个动作，该积分开关切换对电容的输入状态，该释放开关切换从电容的释放状态，所述N个开关电容电路基于所述N个控制信号，在相同的定时进行互不相同的动作。
2、 如权利要求1所述的离散滤波器，在所述开关电容电路的动作状态中 包括将所述电容的电荷重置的重置动作以及反馈动作，并且设N-4。
3、 如权利要求1所述的离散滤波器，在所述开关电容电路的动作状态中 包括反馈动作，并且将反馈信号作为电压。
4、 如权利要求1所述的离散滤波器，能够对所述N个控制信号的频率 进行切换。
5、 采样混频器，包括权利要求1所述的离散滤波器；以及采样开关，设置在所述离散滤波器的前级，以规定的频率对接收信号进 行采样。
6、 无线装置，包括权利要求1所述的离散滤波器；以及信号处理单元，基于所述离散滤波器的输出信号进行信号处理。
7、 无线装置，包括 权利要求5所述的采样混频器；以及信号处理单元，基于所述采样混频器的输出信号进行信号处理。
8、 如权利要求1所述的离散滤波器，还包括非重叠电路，在所述N个控制信号的每一个控制信号之间设置非重叠区间。
9、 如权利要求8所述的离散滤波器，所述非重叠电路包括"与"门，输入从所述控制信号生成单元输出的第一控制信号经过奇数个 的"非"门所得的信号、以及从所述控制信号生成单元输出的第二控制信号，该离散滤波器将所述"与"门的输出作为输入到所述开关电容单元的信号。
10、 采样混频器，包括 权利要求8所述的离散滤波器；以及采样开关，设置在所述离散滤波器的前级，以规定的频率对接收信号进 行采样，所述非重叠电路，将所述非重叠区间设为所述采样开关的周期x(l-N/M)，其中M为与N不同的自然数。
11、 无线装置，包括权利要求IO所述的采样混频器；以及信号处理单元，基于所述采样混频器的输出信号进行信号处理。
全文摘要
公开了采样滤波器，其具有即使降低缩减数，也不需要高频率的REF信号的电路结构。在该采样混频器中，构成为四并行的、包含Cr(7a～7d)的开关电容电路中的各个旋转电容器，在相同的定时进行互不相同的四相动作，即，“积分”、“释放”、“重置”以及“反馈”。由此，共享用于驱动开关电容电路的控制信号。因此，能够削减DCU(104)的电路规模，即使在无缩减的动作，也能够使REF信号的频率降低到与LO信号的频率相同的频率。
文档编号H03D7/00GK101689832SQ200880023508
公开日2010年3月31日 申请日期2008年7月3日 优先权日2007年7月5日
发明者安倍克明, 宫野谦太郎, 细川嘉史, 齐藤典昭 申请人:松下电器产业株式会社