专利名称：压电致动器驱动电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种使振动体振动的压电致动器的谐振驱动电路。
技术背景
压电致动器多采用在具有压电效应的材料(典型的是采用PZT陶瓷)上设置电极 的构造，基本上是电压驱动器件。即，对于施加到压电致动器的电压，会发生相应的机 械变形，但有时压电致动器不得不经常进行谐振驱动。这里所说的谐振驱动，是指如下 驱动法压电致动器或与压电致动器相结合的结构体(以下，为了简化，称之为“压电 装置”)在取决于其机械形状、尺寸的特定频率下会产生谐振现象，从而可以得到在通常 的电压施加下所无法得到的大变形。
为了进行谐振驱动，只要对压电装置施加谐振频率的交流电压即可。例如，只 要将产生谐振频率的交流电压的振荡电路通过功率放大器与压电装置连接即可。
然而，由于压电装置制造上的偏差、以及压电致动器相对于振动体的安装位置 精度等所导致的压电装置的谐振频率产生个体差异，因此，仅仅向压电装置施加预先确 定的固定频率的交流信号，难以对压电装置进行谐振驱动。另外，虽然也考虑调整向 每个压电装置施加的交流电压的频率，但由于通常压电装置的谐振频率随温度的变化较 大，因此，这种对策也仍然难以稳定地对压电装置进行谐振驱动。
因此，以往提出了一种以自激振荡的方式进行谐振驱动的电路，该电路自动发 现压电装置的谐振频率，并产生该频率的交流信号那样动作。作为这种尝试的一个例 子，通过在压电致动器上设置检测变形量用的电极及端子，从而构成三电极式压电致动 器，并且构成驱动电路，以利用检测变形量用端子的信号，将对压电致动器的驱动信号 进行正反馈。即，这是一种使压电致动器的变形量成为最大的控制驱动方法。
然而，这种三电极式压电致动器的制造方法既复杂、成本又高。另外，尤其是 对于振动振幅较大的压电致动器，在发生大变形的驱动部分和设有不会自主变形的检测 变形量用电极的部分之间，会发生大的畸变，从而使压电致动器受损。
在使用对大位移十分安全且不具备所述检测位移量用电极的双电极式压电致动 器的情况下，可以采用将压电致动器嵌入到驱动电路的谐振系统中的电路结构，从而使 施加到压电致动器的交流电压的频率与压电致动器的实际谐振频率一致。
作为以自激振荡的方式进行谐振驱动的电路，已知有非专利文献1所揭示的电 路。图1是表示非专利文献1所示的压电致动器a的驱动电路的基本结构的图。在压电 致动器a的电流通路中，插入了检测电流用的电阻R。利用该电阻R，可以得到与流经压 电致动器a的电流成正比的电压信号，通过将该电压信号进行正反馈的运算放大器OP， 可以实现以压电致动器a的电压、电流相位差大致为0°的频率进行驱动。
非专利文献1:神谷岳、栗原洁、平田笃彦，杂志《燃料电池》，燃料电池开 发信息中心出版，2009年4月30日发行，第8卷第4期，2009，P148-151,图2发明内容
然而，由于用来对压电致动器那样具有谐振特性的元件进行谐振驱动的自激振 荡式谐振驱动电路通常采用复杂的电路结构，因此，如图1所示那样，使用将压电致动 器的一个端子接地的单侧接地电路。然而，在希望使图1所记载的压电致动器以更大的 振幅进行振动的情况下，需要施加大的电源电压。
S卩，为了使压电致动器以所需的大振幅进行振动，通常采用从高于振荡电路的 电源电压的直流高电压生成交流电压、并施加到压电致动器的结构。直流高电压通常由 振荡电路的电源电压生成。
然而，若为了升高电压而设置DC-DC转换器等，则元器件的数量增多。另外， 由于使用高耐压的元器件，因此尺寸变大。而且，由于这些元器件中的多数都要求有高 耐压性，因此存在成本非常高的问题。
因此，本发明要解决的问题在于，提供一种不用设置昂贵的升压电路就能对压 电装置施加足够大振幅的交流电压的自激振荡式谐振驱动电路。
为了解决上述问题，本发明的压电致动器驱动电路包括正反馈电路，该正反馈 电路将对应于施加到压电致动器上的电压而产生的检测信号进行放大，使放大后的检测 信号正反馈到所述压电致动器。
所述正反馈电路包括放大电路、对所述检测信号的电压进行反馈的反馈电 路、将与所述放大电路的输出同相位的输出电压施加到所述压电致动器的第一端子的同 相放大电路、以及将与所述放大电路的输出反相位的输出施加到所述压电致动器的第二 端子的反相放大电路。
所述反馈电路是检测出在流经所述压电致动器的电流的通路中插入的电阻的两 端所产生的电压并进行反馈的电路。
由所述同相放大电路和所述反相放大电路构成平衡驱动电路。
所述平衡驱动电路利用同相放大电路和反相放大电路，将从放大电路输出的不 平衡信号变换成平衡信号，所述反馈电路对在流经压电致动器的电流的通路中插入的电 阻的两端所产生的电压进行差动放大，将其变换成不平衡信号，所述反馈电路与平衡驱 动电路的同相放大电路的输出、或反相放大电路的输出中的任一个输出连接。而且，将 从所述反馈电路输出的不平衡信号输入到所述放大电路。
为了防止因不需要的振动模式而导致动作不稳定，可以对所述反馈电路的输出 设置滤波器。该滤波器使压电装置的谐振频率附近的信号通过，而阻止除此以外的频率 的信号，代表性的可以使用BPF。但是，从实用性方面考虑，不需要的振动模式通常出 现在高次谐振频率(高次谐波频率)，从而也可以使用LPF。
此外，在使用BPF的情况下，可以将其交流电压的频率设为使压电装置的电 压、电流的相位差接近0°的频率，从而可以实现更加稳定的电路振荡。
另外，也可以在所述放大电路的负反馈电路中，设置去除安装有所述压电致动 器的压电装置的基波谐振频率的信号的带阻滤波器(BEF)。
此外，也可以根据需要，在所述放大电路的负反馈电路中，设置为了将施加到 压电致动器的电压的大小保持一定的自动增益控制电路(AGC)。
根据本发明，可以提供一种不用设置昂贵的升压电路就能对压电装置施加足够大振幅的交流电压的自激振荡式谐振驱动电路。能够以具有电源电压的2倍振幅的交流 电压，对压电致动器进行谐振驱动。而且，由于不需要构成DC-DC转换器，因此可以实 现低成本。
图1是表示非专利文献1所示的压电致动器的驱动电路的基本结构的图。
图2是实施方式1所涉及的压电致动器驱动电路的电路图。
图3是图2所示的压电致动器驱动电路的具体电路图。
图4是向图3所示的压电致动器a的第一端子A施加的施加电压Va、向第二端子 B施加的施加电压Vb、以及压电致动器a的两个端子之间的施加电压Vab各自的波形图。
图5是实施方式2所涉及的压电致动器驱动电路中向压电致动器a输出驱动电压 的反相放大电路A22、同相放大电路A23、以及检测流经压电致动器a的电流的反馈电路 A24的电路图。
图6是实施方式2所涉及的压电致动器驱动电路中对反馈电路AM的输出信号进 行放大并反馈到平衡驱动电路A25的放大电路A21、设置于放大电路A21的输入与放大 电路AM的输出之间的带通滤波器(BPF)、在放大电路A21的负反馈一侧构成电路的带 阻滤波(BEF)电路A27、自动增益控制(AGC)电路A^、以及电源电路PS的电路图。
标号说明
All放大电路
A12同相放大电路
A13反相放大电路
A14反馈电路
A15平衡驱动电路
A21放大电路
A22反相放大电路
A23同相放大电路
A24反馈电路
A25平衡驱动电路
A26AGC电路
A27BEF电路
BPF带通滤波器
LPF低通滤波器
HPF高通滤波器
PS电源电路
T5场效应晶体管
a压电致动器具体实施方式
实施方式1
图2是实施方式1所涉及的压电致动器驱动电路的电路图。放大电路Al 1对从反 馈电路A14输出的信号进行放大，并提供给同相放大电路A12和反相放大电路A13。同 相放大电路A12以预定的增益对放大电路All的输出电压进行放大，并施加到压电致动 器a的第一端子。反相放大电路A13以与同相放大电路A12相同的增益对放大电路All 的输出电压进行反相放大，并通过电阻R44、R45施加到压电致动器a的第二端子。反 馈电路A14从电阻R45的两端取出对应于施加到压电致动器上的电压而流经压电致动器 的电流(检测信号)作为电压，对其进行差动放大，并提供给放大电路All。
在电阻R45的两端，出现与流经压电致动器a的电流成正比的电压。反馈电路 A14对电阻R45的两端电压进行放大，输出不平衡信号。此时，确定反馈电路A14的输 出电压，以使放大电路A14 —All— (A12和A13)的通路构成环路增益超过1的正反馈 电路。即，有以下关系流经压电致动器a的电流越大，向压电致动器a施加的施加电 压就越大。
由于压电致动器a的阻抗Z在谐振频率下呈电阻性(电抗分量为0)，因此，只 要放大电路All的增益非常大，向压电致动器a施加的施加电压的频率成为谐振频率的关 系，在这种关系下，满足巴克豪森的振荡条件(环路增益在1以上，相位角为0° )。因 此，在安装有压电致动器的压电装置的谐振频率下进行振荡。
由于所述同相放大电路A12和反相放大电路A13的输出电压的振幅都等于电源 电压，且相位相反，从而以电源电压的2倍电压驱动压电致动器a。
图3是图2所示的压电致动器驱动电路的具体电路图。同相放大电路A12由包 括运算放大器OP12的电压跟随电路构成。反相放大电路A13包括运算放大器OP13、电 阻R42、R43。由同相放大电路A12和反相放大电路A13构成平衡驱动电路A15。
反馈电路A14由包括运算放大器OP14、电阻R44、R45、R46、R47、R48、R51 的差动放大电路构成。放大电路All包括运算放大器OPll、可变电阻R49、电阻R50、 R41、以及电容C41。该放大电路All利用可变电阻R49的值来调整输出增益。若使 用自动控制的电路来构成上述可变电阻R49，使得输出到压电致动器a的输出电压成为一 定，则可以进行自动增益控制(AGC)。此外，电容C41用于去除反馈电路A14的输出 信号中包含的直流分量，使经由电阻R41而连接的Vcc/2成为运算放大器OPll的振幅中 心。
图3中的电源电压Vcc为+12V，对所述各运算放大器的正电源端子施加+12V， 对负电源端子施加0V。从而，施加Vcc/2即+6V作为基准电位(中间电位)。
图4是向图3所示的压电致动器a的第一端子A施加的施加电压Va、向第二端 子B施加的施加电压Vb、以及压电致动器a的两个端子之间的施加电压Vab各自的波形 图。由于运算放大器OP12、OP13在正电源为+12V、负电源为OV下工作，因此，向压 电致动器a的第一端子A施加OV +12V的范围内的电压，向压电致动器a的第二端子 B施加+12V OV的范围内的电压。
如图4所示，向压电致动器a的第一端子A施加的施加电压Va、与向第二端子 B施加的施加电压Vb的电压振幅以基准电位(+6V)为基准而反相。因此，压电致动器a 的两端间的施加电压Vab成为(Va-Vb)。例如，当Va是最大值+12V时，由于Vb的相 位相反，所以为0V，此时的Va-Vb为(+12V-0V)，所以Vab成为+12V。另外，当Va成为最小值OV时，由于Vb与上述相同是相位相反，所以为+12V，此时的Va-Vb成为 (0V-(+12V))，Vab的最小值成为-12V。这示出了 Vab的振幅成为士 12V的情况，对压 电致动器a施加MVp-p的峰峰值电压。由此，能够以电源电压12V的2倍电压驱动压 电致动器a。
通过将所述压电致动器粘贴到例如金属叶片上，从而由该金属叶片和压电致动 器构成压电风扇。压电风扇的谐振频率为例如95 ,在95Hz下，金属叶片振动，从而 进行传送或搅拌空气。
另外，可以将所述压电致动器粘贴到例如作为泵室壁面的隔膜(diaphram)上。 通过压电致动器的振动，使隔膜进行弯曲振动，从而利用泵室的扩张/收缩来进行液体 或气体的输送。
实施方式2
参照图5、图6，对实施方式2所涉及的压电致动器驱动电路进行说明。实施方 式2与实施方式1所示的电路相比，更具体地示出了稳定性更高的电路的例子。图5和 图6是构成一体的电路，但为了图示的关系，将其分成两个来表示。图5的电路和图6 的电路通过各自的端子PI、P2相连接。
图5中示出了向压电致动器a输出驱动电压的反相放大电路A22、同相放大电路 A23、以及检测流经压电致动器a的电流的反馈电路AM。
同相驱动电路A23包括运算放大器OP6、电阻R12、R33、R34、以及电容 C10,以预定的增益进行同相放大。该同相放大电路A23以预定的增益，对从端子P2输 入的信号进行同相放大，并提供给压电致动器a的第一端子。
反相驱动电路A22包括运算放大器OP3、电阻R13、R14、以及电容C11，以1的增益进行反相放大。即，反相放大电路A22以等振幅对所述放大电路A23的输出信号 进行反相放大。
由反相放大电路A22和同相放大电路A23构成平衡驱动电路A25。
反馈电路AM对电阻R30的两端电压进行差动放大，并输出到端子P1。
图6中示出了对所述反馈电路AM的输出信号进行放大并反馈到所述同相放大 电路A23和反相放大电路A22的放大电路A21、设置于该放大电路A21的输入与反馈电 路AM的输出之间的带通滤波器BPF、在放大电路A21的负反馈一侧构成电路的带阻滤 波(BEF)电路A27、自动增益控制(AGC)电路A^、以及电源电路PS的电路。
此处，例如电源电路PS利用电阻R31、R32将电源电压DC 12V 二等分，将分 成的DC6V电压输入到运算放大器OP7所构成的电压跟随电路，从而生成稳定的基准电 位VM (例如DC6V)。
带通滤波器BPF包括由电阻R5和电容C5构成的低通滤波器、由电容C4和电 阻R4构成的高通滤波器、由电阻R3和电容C3构成的低通滤波器、以及由电容C2和电 阻R2构成的高通滤波器。各滤波器的截止频率fc由求出。
所述两级高通滤波器的截止频率要低于安装有压电致动器a的压电装置的基频。 另外，所述两级低通滤波器的截止频率要高于所述基频，且低于二次谐波的频率。因 而，所述带通滤波器BPF使所述基频通过，而抑制高次谐波分量。即，起到抑制压电装 置的高次谐振频率的信号的高次谐波抑制滤波器的作用。因此，对高次谐波的频率分量不进行正反馈，高次谐波的频带下的环路增益变为1以下，在高次谐波下不进行振荡。 即，在安装有压电致动器a的压电装置的基频下进行振荡。
此外，若仅抑制高次谐波分量，则只要设置预定级数的低通滤波器即可，但RC 低通滤波器会使相位延迟。因此，通过设置和RC低通滤波器相同级数的CR高通滤波 器，使相移量为0。顺带一提，RC—级低通滤波器的截止频率下的相移量为-45°，在 充分高于截止频率的频率下的相移量为-90°，CR —级高通滤波器的截止频率下的相移 量为+45°，在充分低于截止频率的频率下的相移量为+90°。因而，通过将所述低通滤 波器及高通滤波器各自的截止频率调到所述基波谐振频率，能够在所述基波谐振频率下 以同相位进行正反馈。
放大电路A21是用于和图5所示的放大电路A22、A23、A24,以及压电致动器 a—起构成正反馈电路(正反馈环)的放大电路。另外，放大电路A21还是用于和BEF 电路A27、以及AGC电路A^—起构成负反馈电路(负反馈环)的放大电路。
BEF电路A27包括运算放大器OP2、电阻R6、R7、R8、R9、RIO、RlU以 及电容C6、C7、C8、C9。 电阻R9、RIO、RlU以及电容C7、C8、C9构成利用所 谓Twin-T的带阻滤波器(BEF)。运算放大器OP2通过对所述陷波滤波器(BEF)的通过 信号进行同相放大，从而使衰减特性更加急剧地变化，并且降低用于使压电致动器谐振 的频率附近的输出阻抗。通常，设定为R9 = RlO = 2XR11、C8 = C9 = C7X 1/2，在 fO = 1/(2 π XR11XC7)的状态下使用。反馈到Twin-T部的中点的反馈量由R7、R8设 定。C6和R6用于对来自AGC电路A^的信号进行分压，调节反馈到放大电路All的 信号。
若设R9 = RlO = 2XR11、C8 = C9 = C7X 1/2，则所述带阻滤波器(BEF)的 阻止频率由TO= Λ2π XR11XC7)求出，调到了用于使安装有压电致动器a的压电装置 谐振的频率附近。
通过将所述BEF电路A27的输出信号输入到放大电路A21的运算放大器OPl的 反相输入端子，从而进行负反馈。由于该负反馈信号是通过所述BEF后的信号，因此， 只有基波谐振频率以外的信号才进行负反馈，其结果是，充分抑制了所述高次谐振频率 下的环路增益(使其变成充分小于1的值)，从而抑制了高次谐波振动。即，在基频下稳 定地振动。
AGC电路A^包括电阻尺洸、电容C15、以及场效应晶体管T5。通过在BEF 电路A27和放大电路A21的连接点进一步连接所述AGC电路A^，从而构成BEF电路 A27内的电阻R6 — AGC电路A^内的电阻R26 —电容C15 —场效应晶体管T5 —基准 电位VM的通路。该通路是一种可变衰减电路，该可变衰减电路是由于场效应晶体管T5 的漏极-源极之间的电阻值随着来自运算放大器OP4的输出信号而变化，从而BEF电路 A27内的电阻R6 —电阻—电容C15 —场效应晶体管Τ5 —基准电位VM的通路中的 分压比发生变化，由此控制在电阻和电阻R6、电容C6之间进行了分压的负反馈到放 大电路A21的负反馈信号的衰减量。即，当场效应晶体管T5的漏极-源极之间的电阻 值发生变化时，电阻R6与电阻11 之间的分压比发生变化，从而负反馈到放大电路A21 的负反馈信号的振幅发生变化。
AGC电路A^内的运算放大器OP4起到电压比较器的作用，同相输入端子上连接有利用电阻R18、R19对电源电压Vcc进行分压的参考电压发生电路、以及由电阻R25 和电容C14构成的用于使参考电源稳定的低通滤波器。运算放大器OP4的反相输入端子 上连接有用于对来自放大电路A21的输出信号进行整流、检波的检波电路，该检波电路 包括电阻R23、R24、二极管D1、以及电容C13。
运算放大器OP4在反相输入端子的从放大电路A21得到的检波电压高于同相输 入端子的参考电压时，降低输出的电位。从而，增大场效应晶体管T5的漏极-源极之间 的电阻值，增大对放大电路A21的负反馈量。因此，放大电路A21的环路增益变小，从 而抑制振荡输出。
相反，运算放大器OP4在反相输入端子的从放大电路A21得到的检波电压低于 同相输入端子的参考电压时，增大输出的电位。从而，减小场效应晶体管T5的漏极-源 极之间的电阻值，减少对放大电路A21的负反馈量。因此，所述放大电路A21的环路增 益变大，从而增大振荡输出。此外，通过设置电阻R22和电容C12，使其形成有时间常 数，从而缓慢地进行作用。
由此，通过将运算放大器OP4的反相输入端子的电位与同相输入端子的参考电 位始终控制成相等，从而进行自动增益控制。
此外，实施方式1、2中，压电致动器的驱动电压波形为正弦波，但也可以通过 在正弦波的峰值超过电源电压那样的条件下设定环路增益，从而用梯形波或矩形波(正 弦波的峰值电压被限幅后的波形)驱动压电致动器。在因梯形波或矩形波的高次谐波分 量导致在可听频率下发生可听到刺耳声音的问题时，用正弦波驱动即可。另外，为了以 更低的驱动电压得到较大的振幅，有效的方法是用梯形波或矩形波进行驱动。
权利要求
1.一种压电致动器驱动电路，包括正反馈电路，该正反馈电路将对应于施加到压电致动器上的电压而产生的检测 信号进行放大，使放大后的检测信号正反馈到所述压电致动器，其特征在于，所述正反馈电路包括放大电路、对所述检测信号的电压进行反馈的反馈电路、将 与所述放大电路的输出同相位的输出电压施加到所述压电致动器的第一端子的同相放大 电路、以及将与所述放大电路的输出反相位的输出施加到所述压电致动器的第二端子的 反相放大电路。
2.如权利要求1所述的压电致动器驱动电路，其特征在于，所述反馈电路是检测出在流经所述压电致动器的电流的通路中插入的电阻的两端所 产生的电压并进行反馈的电路。
3.如权利要求1或2所述的压电致动器驱动电路，其特征在于，由所述同相放大电路和所述反相放大电路构成平衡驱动电路。
4.如权利要求1至3的任一项所述的压电致动器驱动电路，其特征在于，在所述反馈电路的输出侧，设置用来抑制安装有所述压电致动器的压电装置的高次 谐振频率的信号的高次谐波抑制滤波器。
5.如权利要求1至4的任一项所述的压电致动器驱动电路，其特征在于，在所述放大电路的负反馈电路中，设置用来去除安装有所述压电致动器的压电装置 的基波谐振频率的信号的带阻滤波器。
6.如权利要求1至5的任一项所述的压电致动器驱动电路，其特征在于，在所述放大电路的负反馈电路中，设置自动增益控制电路。
全文摘要
本发明提供一种压电致动器驱动电路，该压电致动器驱动电路不用设置DC-DC转换器那样的升压电路，就能以较低的电源电压、以较大的振幅稳定地驱动压电致动器。放大电路(A11)对从反馈电路(A14)输出的信号进行放大，并提供给同相放大电路(A12)和反相放大电路(A13)。同相放大电路(A12)以预定的增益对放大电路(A11)的输出电压进行放大，并施加到压电致动器(a)的第一端子。反相放大电路(A13)以与同相放大电路(A12)相同的增益对放大电路(A11)的输出电压进行反相放大，并通过电阻(R44、R45)施加到压电致动器(a)的第二端子。反馈电路(A14)对电阻(R45)的两端电压进行差动放大，并提供给放大电路(A11)。
文档编号H03H9/15GK102025339SQ20101029085
公开日2011年4月20日 申请日期2010年9月15日 优先权日2009年9月18日
发明者田端利成, 神谷岳, 须永碧 申请人:株式会社村田制作所