专利名称：压电致动器驱动电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种使振动体振动的压电致动器的驱动电路。
技术背景
压电致动器多采用在具有压电效应的材料(典型的是采用PZT陶瓷)上设置电极 的构造，基本上是电压驱动器件。即，对于施加到压电致动器的电压，会发生相应的机 械变形，但有时压电致动器不得不经常进行谐振驱动。这里所说的谐振驱动，是指如下 驱动法压电致动器或与压电致动器相结合的结构体(以下，为了简化，称之为“压电 装置”)在取决于其机械形状、尺寸的特定频率下会产生谐振现象，从而可以得到在通常 的电压施加下所无法得到的大变形。
为了进行谐振驱动，只要对压电装置施加谐振频率的交流电压即可。例如，只 要将产生谐振频率的交流电压的振荡电路通过功率放大器与压电装置连接即可。然而， 由于压电装置制造上的偏差、以及压电致动器相对于振动体的安装位置精度等所导致的 压电装置的谐振频率产生个体差异，因此，仅仅向压电装置施加预先确定的固定频率的 交流信号，难以对压电装置进行谐振驱动。另外，虽然也考虑调整向每个压电装置施加 的交流电压的频率，但由于通常压电装置的谐振频率随温度的变化较大，因此，这种对 策也仍然难以稳定地对压电装置进行谐振驱动。
因此，以往提出了一种以自激振荡的方式进行谐振驱动的电路，该电路自动发 现压电装置的谐振频率，并产生该频率的交流信号那样动作。作为这种尝试的一个例 子，通过在压电致动器上设置检测变形量用的电极及端子，从而构成三电极式压电致动 器，并且构成驱动电路，以利用检测变形量用端子的信号，将对压电致动器的驱动信号 进行正反馈。即，这是一种使压电致动器的变形量成为最大的控制驱动方法。
然而，这种三电极式压电致动器的制造方法既复杂、成本又高。另外，尤其是 对于振动振幅较大的压电致动器，在发生大变形的驱动部分和设有不会自主变形的检测 变形量用电极的部分之间，会发生大的畸变，从而使压电致动器受损。
在使用对大位移十分安全且不具备所述检测位移量用电极的双电极式压电致动 器的情况下，可以采用将压电致动器嵌入到驱动电路的谐振系统中的电路结构，从而使 施加到压电致动器的交流电压的频率与压电致动器的实际谐振频率一致。
作为以自激振荡的方式进行谐振驱动的电路，已知有非专利文献1所揭示的电 路。图1是表示非专利文献1所示的压电致动器a的驱动电路的基本结构的图。在压电 致动器a的电流通路中，插入了检测电流用的电阻R。利用该电阻R，可以得到与流经压 电致动器a的电流成正比的电压信号，通过将该电压信号进行正反馈的运算放大器OP， 可以实现以压电致动器a的电压、电流相位差大致为0°的频率进行驱动。
非专利文献1:神谷岳、栗原洁、平田笃彦，杂志《燃料电池》，燃料电池开 发信息中心出版，2009年4月30日发行，第8卷第4期，2009，P 148-151，图2发明内容
非专利文献1的压电致动器驱动电路以自激振荡的方式驱动压电致动器，因 此，能够跟随谐振频率的变动，始终在谐振频率下进行驱动。然而，压电装置除基波谐 振模式以外，还有多个高次谐振模式。这些谐振模式是由振动体的形状、尺寸所引起的 振动、或压电致动器本身的振动所产生的谐振模式。
在图1所示的电路中，在压电致动器a的阻抗Z表示电阻性(电抗为0)的频率 下进行正反馈，但除了基波谐振频率以外，在高次谐振频率下也进行正反馈。因此，存 在容易发生高次谐振振动的问题。高次谐振振动无法使振动部以预定的振幅进行振动， 从而无法发挥作为压电装置的预定功能。另外，还存在因高次谐波而产生很可能听得见 的噪音的问题。
因此，本发明要解决的问题在于，提供一种即使是在使容易发生高次谐振的振 动体进行振动的情况下也能稳定地进行自激振荡的压电致动器的驱动电路。
为了解决上述问题，本发明的压电致动器驱动电路包括放大电路，该放大电路 对使振动体进行振动的压电致动器施加驱动电压，并将对应于所述驱动电压而产生的检 测信号输入到所述压电致动器，对所述放大电路进行正反馈的正反馈电路中，具有带通 滤波器，该带通滤波器使得对所述振动体安装有所述压电致动器而构成的压电装置的基 波谐振频率通过。
所述放大电路的正反馈电路(正反馈环)与所述压电致动器的正反馈电路可以说 是一致的，所述压电致动器的正反馈电路对所述检测信号的电压进行放大，并正反馈到 所述压电致动器。
另外，对所述放大电路进行负反馈的负反馈电路中，设有阻止所述压电装置的 基波谐振频率的信号的带阻滤波器。
所述带阻滤波器由例如在所述基波谐振频率下谐振的带阻滤波器构成。所述振 动体具备例如风扇用的多个叶片，所述带阻滤波器具有使所述多个叶片的振动所产生的 高次谐振频率的信号通过的特性。
根据本发明，即使是在使容易发生高次谐振的振动体进行振动的情况下，也能 使振动体在基波谐振频率下稳定地进行振动。
这是由于，通过用使压电装置的基频通过的带通滤波器来构成放大电路的正反 馈电路内的高次谐波抑制滤波器，能够使基波谐振频率附加的相位旋转角非常小，其结 果是，能够在电阻性的状态下驱动压电致动器。此时，带通滤波器具有通带，因此，能 够维持较大的正反馈环路增益。
另外，通过在放大电路的负反馈电路中设置阻止压电装置的基波谐振频率的信 号的带阻滤波器，能够抑制高次谐振频带的环路增益，能够防止高次谐振模式。
另外，通过用阻止压电装置的基波谐振频率的带阻滤波器来构成所述带阻滤波 器，能够使基波谐振频率与高次谐振频率的环路增益相差较大(两者之比较大)，从而能 进一步可靠地抑制高次谐振模式。
图1是表示非专利文献1所示的压电致动器的驱动电路的基本结构的图。
图2是实施方式1所涉及的压电致动器驱动电路的电路图。
图3(A)是具备压电致动器的压电装置的一个例子即压电风扇1的立体图。图 3(B)是具备该压电风扇1的冷却装置的立体图。
图4(A)是构成压电装置的状态下的压电致动器a的阻抗的频率特性图，图4(B) 是其相位的频率特性图。
图5是图2所示的带通滤波器BPF的频率特性图。
图6(A)是图2所示的带阻滤波器BEF的频率特性图。图6 (B)是另一带阻滤波 器的频率特性图。
图7是实施方式2所涉及的压电致动器驱动电路的电路图。
图8是向图7所示的压电致动器a的第一端子施加的施加电压Va、向第二端子施 加的施加电压Vb、以及压电致动器a的两个端子之间的施加电压Vab各自的波形图。
图9是实施方式2所涉及的压电致动器驱动电路中向压电致动器a输出驱动电压 的反相放大电路A22、同相放大电路A23、以及检测流经压电致动器a的电流的反馈电路 A24的电路图。
图10是实施方式2所涉及的压电致动器驱动电路中对反馈电路AM的输出信号 进行放大并反馈到平衡驱动电路A25的放大电路A21、设置于放大电路A21的输入与放 大电路AM的输出之间的带通滤波器(BPF)、在放大电路A21的负反馈一侧构成电路的 带阻滤波(BEF)电路A27、自动增益控制(AGC)电路A26、以及电源电路PS的电路图。
标号说明
A21放大电路
A22反相放大电路
A23同相放大电路
A24反馈电路
A25平衡驱动电路
A26AGC电路
A27BEF电路
BPF带通滤波器
NFL负反馈环
PFL正反馈环
PS电源电路
T5场效应晶体管
Z压电致动器
1压电风扇
2振动板
2d叶片
3压电元件
6压电致动器驱动电路
10散热器
11散热片具体实施方式
实施方式1
图2是实施方式1所涉及的压电致动器驱动电路的电路图。在压电致动器a的电 流通路中，插入了检测电流用的电阻R。该电阻R的电压降的信号通过带通滤波器BPF 正反馈到放大电路AMP。放大电路AMP的输出信号通过带阻滤波器BEF负反馈到放大 电路AMP。由此，构成正反馈环PFL和负反馈环NFL。
带通滤波器BPF使得对振动体安装有压电致动器a而构成的压电装置的基波谐振 频率通过，而阻断高次谐振频率。即，起到抑制压电装置的高次谐振频率的信号的高次 谐波抑制滤波器的作用。放大电路AMP设定增益，使所述基波谐振频率下的环路增益超 过1。
压电致动器a具有在所述压电装置的谐振频率下变为电阻性(电抗分量大致为0) 的特性。因而，由于环路增益在1以上，且以同相位进行正反馈，因此，满足巴克豪森 (Barkhausen)的振荡条件(环路增益在1以上，相位角为0° )，从而在所述基波谐振频 率下振荡。
另一方面，带阻滤波器BEF阻止所述基波谐振频率的信号分量，而使高次谐振 频率的信号分量通过。因而，基波谐振频率下的环路增益在负反馈环NFL中几乎没有任 何降低，而高次谐振频率下的环路增益因却因负反馈环NFL的负反馈而充分降低到小于 1。因此，在高次谐振频率下并不满足巴克豪森的振荡条件，从而防止高次谐振频率下的 振荡。
图3(A)是具备所述压电致动器的压电装置的一个例子即压电风扇1的立体图。 图3(B)是具备该压电风扇1的冷却装置的立体图。
如图3(A)所示，压电风扇1具备由不锈钢板等薄壁金属板形成的振动板2，在 振动板2的长度方向上的一端侧设有平板状的基板部&，在该基板部&的正面和背面贴 合压电元件3、3，从而构成双层压电型的压电致动器。振动板2在90°的折弯部2b处 折弯。在振动板2的长度方向上的另一端侧，分开形成有多个(这里是7个)叶片2d。
叶片2d沿着与压电元件3的主面方向正交的方向延伸。在振动板2的基板部& 的终端侧，即与折弯部沈相反一侧的端部，形成有未贴合压电元件3的延长部北。该延 长部北由固定于未图示的固定部的支承构件5所保持。2个压电元件3、3及振动板2与 压电致动器驱动电路6电连接。
如图3(B)所示，冷却装置由压电风扇1和散热器10构成。散热器10包括隔开 间隔并排设置的多个(这里是8个)散热片11。散热器10例如与安装在电路基板上的发 热元件(CPU等)的上表面以热结合的状态安装。
压电风扇1的各叶片2d沿着与散热器10的底面成直角的方向，以不接触的方式 插入至各散热片11之间。包括振动板2的基板部&及压电元件3的压电致动器沿散热 器10的上端与之平行地配置。
当利用压电致动器使振动板2振动时，叶片2d与散热片11的侧面平行地振动， 从而散热片11附近的热气被叶片2d带走，因此，散热器10能有效地冷却。
图4(A)是构成所述压电装置的状态下的压电致动器a的阻抗的频率特性图，图4(B)是其相位的频率特性图。
由图4(A)、图4(B)所示可知，产生了多个谐振点，但频率最低的谐振点出现 在约95Hz，因此，在该频率下进行基波谐振。在MOHz ^OHz也出现多个谐振点。 这些谐振点认为是由图3所示的多个叶片2d部分的振动所引起的高次谐振而导致的。实 际上得到最大振幅的频率要稍微高于上述频率，是在相位角最接近0°的频率附近。图 中，相位并不一定很接近0°，这是因为测定时的频率分辨率较低。
该电路的正反馈环是在压电装置的基波谐振频率下的相位角、与带通滤波器 BPF的通带的中心频率下的相位角之和大致为0°的频率下进行正反馈。
如上所述，在使用使多个叶片谐振的压电致动器的情况下，由于各叶片的谐振 频率不相同，因此容易产生复杂的谐振频率。因此，本申请的发明能够适用于设有使多 个叶片谐振的压电致动器的压电装置。
图5是图2所示的带通滤波器BPF的频率特性图。在该例子中，与基波谐振频 率95Hz下的插入损耗相比，高次谐振频率MOHz ^OHz下的插入损耗为约_3dB。
带通滤波器BPF包括由串联的电容和并联的电阻构成的CR高通滤波器、以及 由串联的电阻和并联的电容构成的RC低通滤波器。因此，在充分远离极频率的频带中， 斜率为-6dB/oct。通过采用这种BPF结构，可确保基波谐振频率附近的相位旋转量接近 0°。实际上，图5中，95Hz附近的相位接近0°。
图6(A)是图2所示的带阻滤波器BEF的频率特性图。图6 (B)是另一带阻滤 波器的频率特性图。图6(A)的例子中，基波谐振频率95Hz下的衰减量为-12dB的大幅 衰减，高次谐振频率MOHz ^OHz下的插入损耗为约_0.5dB以下的低插入损耗。图 6 (B)的例子中，基波谐振频率95Hz下的衰减量为_24dB，高次谐振频率MOHz ^OHz 下的插入损耗大致为OdB。
由此，通过在负反馈环中设置使高次谐振频率的信号分量大致原样通过、而使 基波谐振频率的信号分量大幅衰减的带阻滤波器BEF，能够保持基波谐振频率下的环路 增益在1以上，并且使高次谐振频率下的环路增益充分降低到小于1。其结果是，能够维 持基波谐振频率下的稳定振荡，而能防止高次谐振频率下的振荡。
实施方式2
图7是实施方式2所涉及的压电致动器驱动电路的电路图。放大电路A21对从 反馈电路AM输出的信号进行放大，并提供给同相放大电路A23。同相放大电路A23以 预定的增益对放大电路A21的输出电压进行放大，并通过电阻R44、R45施加到压电致 动器a的第一端子。反相放大电路A22以1的增益对同相放大电路A23的输出电压进行 反相放大，并施加到压电致动器a的第二端子。利用同相放大电路A23和反相放大电路 A22构成平衡驱动电路A25。
反馈电路AM从电阻R45的两端取出对应于施加到压电致动器a上的电压而流 经压电致动器a的电流(检测信号)，对其进行差动放大，并提供给放大电路A21的同相 输入端子。
在电阻R45的两端，出现与流经压电致动器a的电流成正比的电压。反馈电路 AM对电阻R45的两端电压进行放大，输出不平衡信号。此时，确定反馈电路AM的输 出电压，以使AM —A21 —A25的通路构成环路增益超过1的正反馈电路。S卩，有以下关系流经压电致动器a的电流越大，向压电致动器a施加的施加电压就越大。
在放大电路A21的负反馈中连接有带阻滤波器BEF和自动增益控制电路AGC。 所述带阻滤波器BEF中，压电装置的基波谐振频率的信号分量的插入损耗较大，高次谐 振频率的信号分量的插入损耗较小。即，起到使高次谐振频率下的环路增益降低的作用。
所述自动增益控制电路AGC检测来自放大电路A21的输出端子的输出电压，控 制向放大电路A21的反相输入端子输入的负反馈量，从而使得向压电致动器a施加的施加 电压固定。
所述同相放大电路A23和反相放大电路A22的输出电压的振幅都等于电源电 压，且相位相反，从而以电源电压的2倍电压驱动压电致动器a。
图8是向图7所示的压电致动器a的第一端子施加的施加电压Va、向第二端子施 加的施加电压Vb、以及压电致动器a的两个端子之间的施加电压Vab各自的波形图。放 大电路A22、A23在正电源为+12V、负电源为OV下工作，因此，向压电致动器a的第 一端子A施加OV +12V的范围内的电压，向压电致动器a的第二端子B施加+12V OV的范围内的电压。因此，压电致动器a的两端间的施加电压Vab为(Va-Vb)。即， 施加MVp-p的峰-峰电压。
图9和图10是图7所示的压电致动器驱动电路的具体电路图。图9和图10是 构成一体的电路，但为了图示，将其分成两个来表示。图9的电路和图10的电路通过各 自的端子PI、P2相连接。
图9中示出了向压电致动器a输出驱动电压的反相放大电路A22、同相放大电路 A23、以及检测流经压电致动器a的电流的反馈电路AM。同相驱动电路A23包括运算 放大器OP6、电阻R12、R33、R34、以及电容C10，以预定的增益进行同相放大。该同 相放大电路A23以预定的增益，对从端子P2输入的信号进行同相放大，并提供给压电致 动器a的第一端子。
反相驱动电路A22包括运算放大器OP3、电阻R13、R14、以及电容C11，以1的增益进行反相放大。即，反相放大电路A22以等振幅对所述放大电路A23的输出信号 进行反相放大。
由反相放大电路A22和同相放大电路A23构成平衡驱动电路A25。反馈电路 A24对电阻R30的两端电压进行差动放大，并输出到端子P1。
图10中示出了对所述反馈电路AM的输出信号进行放大并反馈到所述同相放大 电路A23和反相放大电路A22的放大电路A21、设置于该放大电路A21的输出与反馈电 路AM的输出之间的带通滤波器BPF、在放大电路A21的负反馈一侧构成电路的带阻滤 波(BEF)电路A27、自动增益控制(AGC)电路A^、以及电源电路PS的电路。
此处，例如电源电路PS利用电阻R31、R32将电源电压DC 12V 二等分，将分 成的DC6V电压输入到运算放大器OP7所构成的电压跟随电路，从而生成稳定的基准电 位VM (例如DC6V)。
带通滤波器BPF包括由电阻R5和电容C5构成的低通滤波器、由电容C4和电 阻R4构成的高通滤波器、由电阻R3和电容C3构成的低通滤波器、以及由电容C2和电 阻R2构成的高通滤波器。各滤波器的截止频率fc由l/O^iRC)求出。
所述两级高通滤波器的截止频率要低于安装有压电致动器a的压电装置的基频。 另外，所述两级低通滤波器的截止频率要高于所述基频，且低于二次谐波的频率。因 而，所述带通滤波器BPF使所述基频通过，而抑制高次谐波分量。即，起到抑制压电装 置的高次谐振频率的信号的高次谐波抑制滤波器的作用。因此，对高次谐波的频率分量 不进行正反馈，高次谐波的频带下的环路增益变为1以下，在高次谐波下不进行振荡。 即，在安装有压电致动器a的压电装置的基频下进行振荡。
此外，若仅抑制高次谐波分量，则只要设置预定级数的低通滤波器即可，但RC 低通滤波器会使相位延迟。因此，通过设置和RC低通滤波器相同级数的CR高通滤波 器，使相移量为0。顺带一提，RC—级低通滤波器的截止频率下的相移量为-45°，在 充分高于截止频率的频率下的相移量为-90°，CR —级高通滤波器的截止频率下的相移 量为+45°，在充分低于截止频率的频率下的相移量为+90°。因而，通过将所述低通滤 波器及高通滤波器各自的截止频率调到所述基波谐振频率，能够在所述基波谐振频率下 以同相位地进行正反馈。
放大电路A21是用于和图9所示的放大电路A22、A23、A24,以及压电致动器 a—起构成正反馈电路(正反馈环)的放大电路。另外，放大电路A21还是用于和BEF 电路A27、以及AGC电路A^—起构成负反馈电路(负反馈环)的放大电路。
BEF电路A27包括运算放大器OP2、电阻R6、R7、R8、R9、RIO、RlU以 及电容C6、C7、C8、C9。 电阻R9、RIO、RlU以及电容C7、C8、C9构成利用所 谓Twin-T的带阻滤波器(BEF)。运算放大器OP2通过对所述陷波滤波器(BEF)的通过 信号进行同相放大，从而使衰减特性更加急剧地变化，并且降低用于使压电致动器谐振 的频率附近的输出阻抗。通常，设定为R9 = RlO = 2XR11、C8 = C9 = C7X 1/2，在 K) = 1/(2 π XR11XC7)的状态下使用。反馈到Twin-T部的中点的反馈量由R7、R8设 定。C6和R6用于对来自AGC电路A^的信号进行分压，调节反馈到放大电路All的 信号。
若设R9 = RlO = 2XR11、C8 = C9 = C7X 1/2，则所述带阻滤波器(BEF)的 阻止频率由TO= Λ2π XR11XC7)求出，调到了用于使安装有压电致动器a的压电装置 谐振的频率附近。
通过将所述BEF电路A27的输出信号输入到放大电路A21的运算放大器OPl的 反相输入端子，从而进行负反馈。由于该负反馈信号是通过所述BEF后的信号，因此， 只有基波谐振频率以外的信号才进行负反馈，其结果是，充分抑制了所述高次谐振频率 下的环路增益(使其变成充分小于1的值)，从而抑制了高次谐波振动。即，在基频下稳 定地振动。
AGC电路A^包括电阻尺洸、电容C15、以及场效应晶体管T5。通过在BEF 电路A27和放大电路A21的连接点进一步连接所述AGC电路A^，从而构成BEF电路 A27内的电阻R6 — AGC电路A^内的电阻R26 —电容C15 —场效应晶体管T5 —基准 电位VM的通路。该通路是一种可变衰减电路，该可变衰减电路是由于场效应晶体管T5 的漏极-源极之间的电阻值随着来自运算放大器OP4的输出信号而变化，从而BEF电路 A27内的电阻R6 —电阻R26 —电容C15 —场效应晶体管T5 —基准电位VM的通路中的 分压比发生变化，由此控制在电阻和电阻R6、电容C6之间进行了分压的负反馈到放9大电路A21的负反馈信号的衰减量。即，当场效应晶体管T5的漏极-源极之间的电阻 值发生变化时，电阻R6与电阻11 之间的分压比发生变化，从而负反馈到放大电路A21 的负反馈信号的振幅发生变化。
AGC电路A^内的运算放大器OP4起到电压比较器的作用，同相输入端子上连 接有利用电阻R18、R19对电源电压Vcc进行分压的参考电压发生电路、以及由电阻R25 和电容C14构成的用于使参考电源稳定的低通滤波器。运算放大器OP4的反相输入端子 上连接有用于对来自放大电路A21的输出信号进行整流、检波的检波电路，该检波电路 包括电阻R23、R24、二极管D1、以及电容C13。
运算放大器OP4在反相输入端子的从放大电路A21得到的检波电压高于同相输 入端子的参考电压时，降低输出的电位。从而，增大场效应晶体管T5的漏极-源极之间 的电阻值，增大对放大电路A21的负反馈量。因此，放大电路A21的环路增益变小，从 而抑制振荡输出。
相反，运算放大器OP4在反相输入端子的从放大电路A21得到的检波电压低于 同相输入端子的参考电压时，增大输出的电位。从而，减小场效应晶体管T5的漏极-源 极之间的电阻值，减少对放大电路A21的负反馈量。因此，所述放大电路A21的环路增 益变大，从而增大振荡输出。此外，通过设置电阻R22和电容C12，使其形成有时间常 数，从而缓慢地进行作用。
由此，通过将运算放大器OP4的反相输入端子的电位与同相输入端子的参考电 位始终控制成相等，从而进行自动增益控制。
此外，实施方式1、2中，压电致动器的驱动电压波形为正弦波，但也可以通过 在正弦波的峰值超过电源电压那样的条件下设定环路增益，从而用梯形波或矩形波(正 弦波的峰值电压被限幅后的波形)驱动压电致动器。在梯形波或矩形波的高次谐波分量 导致在可听频率下发生可听到刺耳声音的问题时，用正弦波驱动即可。
权利要求
1.一种压电致动器驱动电路，包括放大电路，该放大电路对使振动体进行振动的压电致动器施加驱动电压，并将 对应于所述驱动电压而产生的检测信号输入到所述压电致动器，其特征在于，对所述放大电路进行正反馈的正反馈电路中，具备带通滤波器，该带通滤波器使得 对所述振动体安装有所述压电致动器而构成的压电装置的基波谐振频率通过。
2.如权利要求1所述的压电致动器驱动电路，其特征在于，对所述放大电路进行负反馈的负反馈电路中，具备带阻滤波器，该带阻滤波器阻止 所述压电装置的基波谐振频率的信号。
3.如权利要求2所述的压电致动器驱动电路，其特征在于，所述带阻滤波器是在所述基波谐振频率下进行谐振的带阻滤波器。
4.如权利要求1至3的任一项所述的压电致动器驱动电路，其特征在于，所述振动体具备风扇用的多个叶片，所述带阻滤波器使所述多个叶片的振动所产生 的高次谐振频率的信号通过。
全文摘要
本发明构成一种即使是在使容易发生高次谐振的振动体进行振动的情况下也能稳定地进行自激振荡的压电致动器驱动电路。在压电致动器(a)的电流通路中，插入了检测电流用的电阻(R)。该电阻(R)的电压降的信号通过带通滤波器(BPF)正反馈到放大电路(AMP)。放大电路(AMP)的输出信号通过带阻滤波器(BEF)负反馈到放大电路(AMP)。带通滤波器(BPF)使具备压电致动器的压电装置的基波谐振频率的信号通过，带阻滤波器(BEF)阻止基波谐振频率的信号。从而，能够使高次谐振频率相对于基波谐振频率的环路增益非常小，能够更可靠地抑制高次谐振模式。
文档编号H03H9/15GK102025338SQ20101029084
公开日2011年4月20日 申请日期2010年9月15日 优先权日2009年9月18日
发明者田端利成, 神谷岳 申请人:株式会社村田制作所