专利名称：混频电路和混频电路中抑制本振泄露的方法
技术领域：
本发明涉及混合输入信号与本地振荡信号，尤其涉及一种混频电路和混频电路中抑制本振泄露的方法。
背景技术：
混频，工程上也称变频，是将信号的频率由一个数值变成另一个数值的过程，完成这种混频功能的电路称为混频电路或变频电路，亦称为混频器或变频器。混频电路已被广泛应用在通信工程和无线电技术中，一般来说，每一无线通信装置都具有发射机和接收机，发射机用于将用户数据转换为射频信号以进行数据传输，接收机用于将所接收的射频信号转换为用户数据以进行数据接收。无论在发射机中还是在接收机中，混频电路在发射/接收射频信号时均发挥着重要的作用。在发射机中，混频电路将输入信号(基带信号或中频信号)与本地振荡信号混合以产生将要发射的射频信号。在接收机中，混频电路将天线所接收的射频信号与本地振荡信号混合，以产生基带信号或中频信号。尤其在超外差接收机中，混频电路应用比较多，如AM广播接收机将已调幅信号 535KHZ-1605KHZ便成为465KHZ中频信号，电视接收机将已调48. 5M-870M的图像信号要变成38MHZ的中频图像信号，移动通信中的一次中频和二次中频等。超外差结构是目前微波发射机的主要变频方式，如图1所示，它将信息或中频调制信号IF同频率较高的本振信号Lo混频，将调制信号载波提升至射频RF。信号载波频率由fIF变换到fKF，其关系可以为fKF = fL0+fIF或者fKF = fL0"fiFo由于混频电路的非线性，输出信号的频率成份可表示为fKF = η* ·ω+πι* ·ΙΡ，其中，n、m为整数。如果取fKF = fVQ+fIF为混频电路输出信号，通常混频电路RF输出端口除该信号外， 还包含杂散信号fM，即产生本振泄漏。为了减小混频电路的本振泄露，可以在混频电路中使用滤波器，如图2所示，利用滤波器的频率选择性使射频信号可以通过，而本振频率受到抑制。采用上述方案减小混频电路的本振泄露，滤波器需要具有较强的频率选择性，滤波器同系统的互联方式较复杂，且滤波器性能受工艺能力影响较大，可实现性差。另外由于滤波器是具有频率选择性的元件，频率选择特性与频率宽范围覆盖是矛盾的，所以这种方案无法满足混频电路宽带化应用的需求。
发明内容
本发明的实施例提供一种混频电路和混频电路中抑制本振泄露的方法，采用结构较简单、较易实现的混频电路，有效减小本振泄露。为达到上述目的，本发明的实施例采用如下技术方案一种混频电路，包括直流偏置电路，所述直流偏置电路包括用于减小本振电流的直流偏置电压源。
一种混频电路中抑制本振泄露的方法，所述混频电路包括直流偏置电路，包括以下步骤根据公式⑷人加八…凡I^U=O和⑵l>0计
dVbd2Vb
算\的值，其中，Vb为所述直流偏置电压源的电压值，ai,a2,...,ak为非线性电阻上电流与电压关系中电压值的系数，k为非零自然数，I为本振电压源的电压值，Vif为中频电压源的电压值，fLo(ai; ，...，ak，VLo, Vif，Vb)为本振电流值；将所述直流偏置电路的电压源的电压值设置为\。本发明实施例提供的混频电路和混频电路中抑制本振泄露的方法，通过在混频电路中设置一个比较简单、比较容易实现的直流偏置电路，在该直流偏置电路的偏置电压源的电压值发生变化时，本振电流值也随之发生相应变化，当该直流偏置电压源的电压值为某一特定值时，能够使本振电流值减小，于是，有效的减小混频电路的本振泄露。
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。图1为现有技术中超外差结构示意图；图2为通过滤波器实现减小混频电路的本振泄露结构示意图；图3为本发明实施例提供的一种混频电路的结构图；图4为采用场效应晶体管FET实现混频的结构图；图5为采用二极管实现混频的结构图；图6为图3所示混频电路的原理图；图7为本发明实施例提供的另一种混频电路的结构图；图8为本发明实施例提供的一种混频电路中抑制本振泄露的方法的流程图；图9为本发明实施例提供的另一种混频电路中抑制本振泄露的方法的流程图。
具体实施例方式下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。本发明实施例提供了一种混频电路，如图3所示，包括直流偏置电路1，所述直流偏置电路1包括用于减小本振电流的直流偏置电压源2。本实施例适用于图4所示的采用场效应晶体管FET实现混频的方式，和图5所示的采用二极管实现混频的方式。可以将场效应晶体管FET等效为非线性电阻，下面分析图3所示混频电路的原理。 首先。可以根据已有方法将图4、图5所示的结构等效为如图6所示的电路。
如图6所示。该混频电路包括本振电压源3、中频电压源4、直流偏置电压源5、非线性电阻6、产生激励信号的源阻抗Rs、负载阻抗R1。设非线性电阻6上的电压和电流之间的关系满足以下关系
n=kΙ = Σαη^η k彡7 (1)，其中，I为非线性电阻6上的电流，V为非线性电阻
n=\
6上的电压，an为表示器件特性的系数。环路总电压源Va = VLo*coswLot+VIF*coswIFt+Vb O)，其中，Va为环路总电压源的电压值，包括直流电压和交流电压，\。为本振电压源3的电压值，Vif为中频电压源4的电压值，Vb为直流偏置电压源5的直流电压值。将式( 带入式(1)，可得到本振电压源3、中频电压源4和直流偏置电压源5产生的直流电流值。直流偏置电压源5产生的直流电流值为=Idc = fdc(ai; ，...，ak, VLo, Vif，Vb)，其中，Idc为直流偏置电压源5产生的直流电流值，ai; a2, . . . , ak为式(1)中非线性电阻6上的电压系数。本振电压源3 产生的电流为:ILo = fLo (B1, a2，· · ·，ak，VLo, Vif，Vb)。为直流偏置电源5设置多个不同的电压值Vb，可以测得每个电压值Vb对应的Id。， V^ Vif，通过数据拟合的方法，可以获取到非线性电阻6表达式中的系数％。将获取到的非线性电阻6的电压和电流之间的关系表达式中的系数％带
入 fL。(ai，a2，· · ·，ak, Nlo’ VIF, Vb)，根据公式…仇 ；，U，。l=0 和
义>o计算出％的值，计算得到的％可使！J」的值最小。|fJ d Vb
最小，即本振电流最小，设置外部直流偏置电压源的电压值为上述计算得的Vb，便可实现混频电路中对本振泄露的抑制。本实施例提供的混频电路，设置一个比较简单、比较容易实现的直流偏置电路，在该直流偏置电压源的电压值发生变化时，本振电流值也随之发生相应变化，当该直流偏置电压源的电压值为某一特定值时，能够使本振电流值减小，于是，有效的减小混频电路的本振泄露。作为本实施例的一种实施方式，本实施例提供的混频电路也适用于将射频信号和本振信号混合，输出中频信号的情况。作为本实施例的另一种实施方式，该直流偏置电路1，还可以设置在本振信号侧， 或者射频信号侧。作为本实施例的一种改进，本发明实施例提供另一种混频电路，如图7所示，该混频电路可以包括用于输入中频(IF，Intermediate Frequency)信号的中频输人端口 7、用于输入本振(Lo，Local Oscillation)信号的本振输入端口 8、用于输出射频(RF，Radio Frequency)信号的射频输出端口 9。在中频输入端口 7侧设置第一直流偏置电路10、第二直流偏置电路11，所述第一直流偏置电路10包括用于减小本振电流的直流偏置电压源12，记为Vbl，所述第二直流偏置电路11包括用于减小本振电流的直流偏置电压源13，记为Vb2。
由于设置了两个直流偏置电路，因此能够更有效的解决混频电路的本振泄露问题。所述混频电路还包括90度电桥14和正交混频器15，所述正交混频器15包括第一混频单元电路16、第二混频单元电路17和一个合路器18。输入信号经所述90度电桥14，产生第一输入信号和第二输入信号，所述第一输入信号和所述第二输入信号分别传送至正所述交混频器15的第一混频单元电路16和第二混频单元电路17，所述第一输入信号和所述第二输入信号分别与本振信号混合后经合路器 18产生输出信号。本实施例中的混频电路适用于如图4所示采用场效应晶体管FET实现混频的方式，也适用于如图5所示采用二极管实现混频的方式。可以将场效应晶体管FET等效为非线性电阻，下面分析图3所示混频电路的原理， 如图6所示。设非线性电阻上的电压和电流之间的关系满足以下关系
n=kI = Tj^nVn k彡7⑴，其中，I为非线性电阻上的电流，V为非线性电
n=\
阻上的电压，知为表示器件特性的系数。环路总电压源Va = VLo*coswLot+VIF*coswIFt+Vb 0)，其中，Va为环路总电压源的电压值，VL。*cosWL。t为本振电压源的电压值，VIF*C0SwIFt为中频电压源的电压值，Vb为直流偏置电压源的电压值。将式( 带入式(1)，可得到本振电压源、中频电压源和直流偏置电压源产生的电流值。直流偏置电压源产生的电流值为Id。=、“， ，...，如乂…^^，其中，^为直流偏置电压源产生的电流值，&1， ，...， 为式(1)中非线性电阻上的电压系数。本振电压源产生的电流为IL。=fLo(B1, a2, . . . , ak，VLo, Vif，Vb)。为偏置电源设置多个电压值Vb，可以测得每个电压值Vb对应的Id。，结合常量八。、 Vif，通过数据拟合的方法，可以获取到非线性电阻表达式中的系数％。将获取到非线性电阻表达式中的系数 带入&。( ， ，...，ak, VLo, Vif，Vb)。根据公式⑷LW …，和"l·7^，、^^"，计
dVbd2Vb
算出Vb的值，计算得到的Vb可使IJkJ的值最小。IJkJ最小，即本振电流最小，设置外部直流偏置为上述计算得的\值，便可实现对混频电路中本振泄露的抑制。本实施例提供的混频电路，设置一个比较简单、比较容易实现的直流偏置电路，在该直流偏置电路的偏置电压源的电压值发生变化时，本振电流值也随之发生相应变化，当该直流偏置电压源的电压值为某一特定值时，能够使本振电流值减小，于是，有效的减小混频电路的本振泄露。采用上述实施方式实现的混频电路，采用正交相位对消技术实现镜像频率的抑制，可以实现单边带上变频。 作为本实施例的一种改进，为了使所述混频电路的中频端口和本振端口的输入功率为常量，如图7所示，还可以在所述混频电路的中频端口和本振端口设有电平控制电路， 该电平控制电路的输出功率为常量。
上述方案能够使所述混频电路的中频端口和本振端口的输入功率为常量，进而使 I值、Vif值为常量。为了测量的方便，作为本实施例的另一种改进，如图7所示，所述直流偏置电路还可以包括用于测量所述直流偏置电路偏置电流的电流计。温度漂移会造成器件内部结电压发生变化，等效于在Vb上再叠加一个额外的随温度漂移的电压源，将该电压源设为Voffset，如果在高低温环境下维持常温的补偿电压， 则实际等效的偏置电压就为Vb+Voffset，会影响在温度漂移情况下本振泄露抑制效果。由于直流偏置电流I、直流偏置电压Vb、本振电流Ilo之间的关系保持不变，而Vb 为变量，在I恒定的情况下，则本振电流才会稳定，本振泄露的抑制效果才能保持不变。如图7所示，该混频电路包含两个上述实施例提供的直流偏置电路，记为第一直流偏置电路和第二直流偏置电路，第一直流偏置电路中的偏置电压源记为Vbl，第二直流偏置电路中的偏置电压源记为Vb2，记录标准温度下第一直流偏置电路和第二直流偏置电路的直流偏置电流值Il_al、I2_al，温度偏离标准温度，即发生高低温变化时，调节直流偏置电压Vbl、Vb2，将高低温情况下实测电流与标准温度下的直流偏置电流的差值，即Il与 Ilnormal的差值，12与I2n mal的差值，分别负反馈驱动直流偏置电压Vbl和Vb2，减小由于高低温的变化对本振泄露抑制效果的影响。设调节间隔时间步长为u，u即系数更新步进，可以根据需要预先设置，直流偏置电流的误差为error，则直流偏置电流的误差表达式可以为error = I-Inormal (4)直流偏置电压的反馈迭代公式为Vb(n) = Vb(n-l)+u*err0r (5)即Vb(n) 二乂^^+！^^—丨，其中^⑷为第η时间段所述直流偏置电压源的电压值，Vb(n-1)为第η-1时间段所述直流偏置电压源的电压值，u为系数更新步进，I为第η时间段内测得的偏置电流值，Inormal为偏置电流参考值。作为本实施例的一种优选的实施方式，还可以在90度电桥和第一混频单元电路之间、90度电桥和第二混频单元电路之间、第一混频单元电路和合路器之间、第二混频单元电路和合路器之间各设有一个电容器。利用电容器能够阻隔直流电流的特性，避免正交的第一混频单元电路和第二混频单元电路之间的直流电流相互耦合。为了更好的抑制混频电路本振泄露，还可以将第一混频单元电路和第二混频单元电路采用具有相同电阻性的混频器。本实施例中的混频电路也可以等效为如图6所示的电路，因此，能够使本振电流值减小，于是，有效的减小混频电路的本振泄露。本发明实施例提供的混频电路，避免了在上变频器输出端使用微波滤波器，降低了实现难度，使混频器可与其他器件单片集成。且本发明实施例方案中没有使用频率选择性强的器件，进而提高了上变频器的频率扩展能力。本发明实施例提供了一种混频电路中抑制本振泄露的方法，所述混频电路包括直流偏置电路，如图8所示，包括以下步骤801、可以运用计算机程序，根据公式…10^2^,1^^)1 = 0和，’PUF’U|>0计算Vb的值，其中，Vb为所述直流偏置电压源的电压值， d Vb
B1, ，...，％为非线性电阻上电流与电压关系中电压值的系数，k为非零自然数，Vkj为本振电压源的电压值，Vif为中频电压源的电压值，fLo为本振电流值。802、可以运用计算机程序，将所述直流偏置电路的电压源的电压值设置为Vb。本实施例提供的混频电路中抑制本振泄露的方法，通过在混频电路中设置一个比较简单、比较容易实现的直流偏置电路，在该直流偏置电路的偏置电压源的电压值发生变化时，本振电流值也随之发生相应变化，当该直流偏置电压源的电压值为某一特定值时，能够使本振电流值减小，于是，有效的减小混频电路的本振泄露。作为本实施例的一种改进，本发明实施例提供另一种混频电路中抑制本振泄露的方法，所述混频电路包括直流偏置电路，如图9所示，包括以下步骤本实施例中的混频电路适用于采用场效应晶体管FET实现混频的方式，也适用于采用二极管实现混频的方式。可以将场效应晶体管FET等效为非线性电阻。901、计算本振电流值的计算公式，公式中只有直流偏置电压源的电压值Vb为变量。即计算 ILo = fLo (a1 a2, . . . , ak, VLo, VIF, Vb)。设非线性电阻上的电压和电流之间的关系满足以下关系
n=kΙ = Σαη^η k彡7 (1)，其中，I为非线性电阻上的电流，V为非线性电阻上的
“=1 ,
电压，％为预设的系数。环路总电压源Va = VLo*coswLot+VIF*coswIFt+Vb O)，其中，Va为环路总电压源的电压值，\。*C0SWk)t为本振电压源的电压值，VIF*C0SWlFt为中频电压源的电压值，Vb为直流偏置电压源的电压值。将式( 带入式(1)，可得到本振电压源、中频电压源和直流偏置电压源产生的电流值。直流偏置电压源产生的电流值为Id。=、“， ，...，如乂^，^丄其中，^为直流偏置电压源产生的电流值，&1， ，...， 为式(1)中非线性电阻上的电压系数。本振电压源产生的电流为:ILo= fLo (B1, a2，· · ·，ak，VLo, Vif，Vb)。为偏置电源设置多个电压值Vb，可以测得每个电压值Vb对应的I^Uif,通过数据拟合的方法，可以获取到非线性电阻表达式中的系数％。将获取到非线性电阻表达式中的系数 带入&。( ， ，...，ak, VLo, Vif，Vb)，便可以得出本振电流值的计算公式l·。= fLo(ai; a2, . . . , ak, VLo, Vif，Vb)。公式中只有直流偏置电压源的电压值Vb为变量。902、根据公式低(化，…，仏，口』=0和作J化，··;，仏，‘化
dVbd2Vb
计算Vb的值，其中，Vb为所述直流偏置电压源的电压值，ai; a2, . . . , ak为非线性电阻上电流与电压关系中电压值的系数，k为非零自然数，I为本振电压源的电压值，Vif为中频电压源的电压值，fLo(ai; ，...，ak，VLo, Vif，Vb)为本振电流值。本步骤可以运用计算机程序、手动方式、单片机实现。
903、记录所述直流偏置电路的电压源的电压值设置为Vb时偏置电流值InOTal。904、获取当前时间段所述直流偏置电路的偏置电流值I。905、计算Vb (n) = Vb (n_l)+u* (I_In。rmal)，其中，Vb (η)为第η时间段所述直流偏置电压源的电压值，Vb(n-1)为第η-1时间段所述直流偏置电压源的电压值，u为系数更新步进，I为第η时间段内测得的偏置电流值，Inormal为偏置电流参考值。906、将当前时间段所述直流偏置电路的偏置电压源的电压值重新设置为Vb(η)。本实施例提供的混频电路中抑制本振泄露的方法，通过在混频电路中设置一个比较简单、比较容易实现的直流偏置电路，在该直流偏置电路的偏置电压源的电压值发生变化时，本振电流值也随之发生相应变化，当该直流偏置电压源的电压值为某一特定值时，能够使本振电流值减小，于是，有效的减小混频电路的本振泄露。通过以上的实施方式的描述，所属领域的技术人员可以清楚地了解到本发明可借助软件加必需的通用硬件的方式来实现，当然也可以通过硬件，但很多情况下前者是更佳的实施方式。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在可读取的存储介质中，如计算机的软盘，硬盘或光盘等，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机， 服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述的方法。以上所述，仅为本发明的具体实施方式
，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应所述以权利要求的保护范围为准。
权利要求
1.一种混频电路，其特征在于，包括直流偏置电路，所述直流偏置电路包括用于减小本振电流的直流偏置电压源。
2.根据权利要求1所述的混频电路，其特征在于，所述直流偏置电压源的电压值根据公式低(化，…，仏力，⑵丨=財/I她片，…，仏具，。丨> 0，计算得出，苴中， dVbd2Vb^Vb为所述直流偏置电压源的电压值，ai; a2,…，％为非线性电阻上电流与电压关系中电压值的系数，k为非零自然数，Vlo为本振电压源的电压值，Vif为中频电压源的电压值，fLo(ai; · · · ？ ^k' Vlo' Vif，Vb)为本振电流值。
3.根据权利要求1所述的混频电路，其特征在于，所述混频电路还包括中频输人端口、 本振输入端口、射频输出端口，所述直流偏置电路设置在所述中频输入端口侧、或者本振输入端口侧、或者射频输出端口侧。
4.根据权利要求1至3任一项所述的混频电路，其特征在于，所述混频电路还包括90 度电桥和正交混频器，所述正交混频器包括第一混频单元电路、第二混频单元电路和一个合路器；输入信号经所述90度电桥，产生第一输入信号和第二输入信号，所述第一输入信号和所述第二输入信号分别传送至正所述交混频器的第一混频单元电路和第二混频单元电路， 所述第一输入信号和所述第二输入信号分别在所述第一混频单元电路和第二混频单元电路内与本振信号混合后经合路器产生输出信号。
5.根据权利要求4所述的混频电路，其特征在于，在所述第一混频单元电路的中频输入端和第二混频单元电路的中频输入端分别设置一个所述直流偏置电路。
6.根据权利要求5所述的混频电路，其特征在于，在所述混频电路的中频端口和本振端口设有电平控制电路，所述电平控制电路用于使所述混频电路的中频端口和本振端口的输入功率为常量。
7.根据权利要求6所述的混频电路，其特征在于，所述直流偏置电路还包括用于测量所述直流偏置电路偏置电流的电流计。
8.根据权利要求1所述的混频电路，其特征在于，所述直流偏置电压源的电压值Vb(η) =Vb (n-1) +u* (I-Inormal)，其中，Vb (η)为第η时间段所述直流偏置电压源的电压值，Vb (η-1) 为第η-1时间段所述直流偏置电压源的电压值，u为系数更新步进，I为第η时间段内测得的偏置电流值，Inormal为偏置电流参考值。
9.根据权利要求4所述的混频电路，其特征在于，在所述90度电桥和所述第一混频单元电路之间、所述90度电桥和所述第二混频单元电路之间、所述第一混频单元电路和所述合路器之间、所述第二混频单元电路和所述合路器之间各设有一个电容器。
10.根据权利要求4所述的混频电路，其特征在于，所述第一混频单元电路和所述第二混频单元电路为具有相同电阻性的混频器。
11.一种混频电路中抑制本振泄露的方法，所述混频电路包括直流偏置电路，其特征在于，包括以下步骤报据公式 Jll(巧，《2，…，U/F，OI=0 和 J2I^(IaVWpUlFA)I〉0 计算 vdVbd2Vbb的值，其中，Vb为所述直流偏置电压源的电压值，B1, a2, . . . , ak为非线性电阻上电流与电压关系中电压值的系数，k为非零自然数，I为本振电压源的电压值，Vif为中频电压源的电压值，f L0(ai，a2' ‘ ‘ ‘ ‘ ak' VLO， VIF, Vb)为本振电流值； 将所述直流偏置电路的电压源的电压值设置为Vb。
12.根据权利要求11所述的混频电路中抑制本振泄露的方法，其特征在于，所述方法还包括记录所述直流偏置电路的电压源的电压值设置为Vb时偏置电流值Inmial ； 获取当前时间段所述直流偏置电路的偏置电流值I ；计算Vb(n) = Vb(n-l)+u*(I-I_al)，其中，Vb(n)为第η时间段所述直流偏置电压源的电压值，Vb(n-1)为第n-1时间段所述直流偏置电压源的电压值，u为系数更新步进，I为第 η时间段内测得的偏置电流值，Inormal为偏置电流参考值；将当前时间段所述直流偏置电路的偏置电压源的电压值设置为Vb(η)。
全文摘要
本发明实施例公开了一种混频电路和混频电路中抑制本振泄露的方法，涉及混合输入信号与本地振荡信号，采用结构较简单、较易实现的混频电路，有效减小本振泄露。改混频电路包括直流偏置电路，所述直流偏置电路包括用于减小本振电流的直流偏置电压源。主要应用于混频，尤其应用于将中频信号和本振信号混频输出射频信号。
文档编号H03D7/18GK102270965SQ201110083379
公开日2011年12月7日 申请日期2011年4月2日 优先权日2011年4月2日
发明者何佳, 帅松林, 张勇, 蔡华 申请人:华为技术有限公司