专利名称：混合电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种混合电路。
背景技术：
混合电路是将几个系统的信号电气地混合而生成一个系统的信号的电路。作为记载有普通的混合电路的文献，例如列举非专利文件I。图6是用于说明非专利文件I所记载的混合电路的电路图。图6所示的混合电路由输出电压信号生成部801、频率变换部802、输入部803、局部振荡信号生成电路5构成。 输入部803具有阻抗匹配电路2，从电压信号源9输出的信号经由阻抗值Z的信号源输出阻抗元件I输入到栅极接地MOS晶体管Ml的源极和源极接地MOS晶体管M2的栅极。栅极接地MOS晶体管Ml的栅极和源极接地MOS晶体管M2的栅极被偏压为所需的电压Vbl、Vb2以使MOS晶体管Ml、M2作为电压-电流变换元件而进行动作。栅极接地MOS晶体管Ml的漏极、源极接地MOS晶体管M2的漏极与频率变换MOS晶体管M3、M4、M5、M6的源极连接。对频率变换MOS晶体管M3 M6的栅极输入从局部振荡信号生成电路5输出的局部振荡信号。频率变换MOS晶体管M3 M6的漏极与电流-电压变换用的电阻元件6、7连接。频率变换MOS晶体管M3 M6与电阻元件6、7的连接点为图6所示的电路的输出端子10a、IOb (将输出电压记为差动电压信号OUT+、OUT-)。以上的混合电路如下这样进行动作。即，在输入部803中，输入信号Vin从电压信号源9经由信号源输出阻抗元件I、阻抗匹配电路2向节点8施加电压。被施加的电压通过栅极接地MOS晶体管Ml和源极接地MOS晶体管M2被变换为相互反相的电流。通过这种动作，单端电压信号被变换为差动电流信号，因此输入部803相当于单端-差动信号变换部。通过输入部803生成的电流经由频率变换MOS晶体管M3、M4、M5、M6而与在局部振荡信号生成电路5中生成的局部振荡信号相乘，并被进行频率变换而成为电流信号。电流信号通过电阻兀件6、7而被变换为电压信号,作为差动电压信号OUT+、OUT-而从输出端子IOaUOb输出。但是，在频率变换MOS晶体管M3、M4、M5、M6作为理想开关进行动作的情况下，图6所示的电路的非线性成分如下那样表示。此外，根据非专利文件1，为了计算电路的非线性成分，使MOS晶体管单体的Vgs-Ids特性近似为如(I)式那样。另外，图7示出MOS晶体管单体的Vgs。Ids=gml X Vgs+gm3 X Vgs3 (I)式在上述⑴式中，Ids表示漏极电流(来自DC偏压的变化量)，Vgs表示栅极-源极间电压(来自DC偏压的变化量)，gml表示一阶跨导，gm3表示三阶跨导。在(I)式中，gm3XVgs3为非线性成分产生的主要因素。另外，输入信号Vin如(2)式那样来表不。Vin=AXcos(CoinXt) ⑵式
在上述⑵式中，A是输入信号Vin的振幅，w in是输入信号Vin的频率。如果使用上述(I)式、⑵式来计算栅极接地MOS晶体管Ml的漏极电流，则得到
(3)式。Ids_Ml = -(1/2) Xgml_MlXVin-(l/16) Xgm3_MlXVin3 (3)式在(3)式中，Ids_Ml是栅极接地MOS晶体管Ml的漏极电流，gml_Ml是栅极接地MOS晶体管Ml的一阶跨导，gm3_Ml是栅极接地MOS晶体管Ml的三阶跨导。同样，如果计算源极接地MOS晶体管M2的漏极电流，则得到⑷式。Ids_M2=(l/2) Xgml_M2XVin+(l/8) Xgm3_M2XVin3
-(1/16) X (gml_M2/gml_Ml) Xgm3_M2XVin3 (4)式在(4)式中，Ids_M2是源极接地MOS晶体管M2的漏极电流，gml_M2是源极接地MOS晶体管M2的一阶跨导，gm3_M2是源极接地MOS晶体管M2的三阶跨导。在此，用(5)式定义从局部振荡信号生成电路5输入到混合电路的局部振荡信号VLO。VLO=ALO X cos (w LO Xt) (5)式在(5)式中，ALO是局部振荡信号的振幅，wLO是局部振荡信号的频率。如果使用⑶式15)式来计算图I所示的混合电路的差动输出信号V- diffUOUT+^^UT-))，则得到⑶式。Vout diff=(gml_M2+gml_Ml) X (1/2) XGclXRXAXVa+[(1/8) Xgm3_M2-(l/16) X (gml_M2/gml_Ml)Xgm3_M2+(l/16) Xgm3_Ml] XGclXRXA3XVb (6)式在上述的(6)式中，如下这样表示Va、Vb。Va (1/2) Xcos[(win土 wLO) Xt] (6)_1 式Vb ^ (1/4) Xcos[3X ( in± wL0) Xt] (6)-2 式(6)式中的Gcl是因频率变换动作而产生的频率变换损耗，R是电流-电压变换用负载电阻(图6中的电阻元件6、7)的电阻值。另外，(6)式的第一项表示输出信号成分，第二项表示输出非线性成分。即，通过(6)式的第二项表示图6所示的混合电路的非线性成分。接着，对以上那样计算出的非线性成分进行分析。图6所示的混合电路的栅极接地MOS晶体管Ml、源极接地MOS晶体管M2具有相同的大小(沟道长度、沟道宽度)，在施加相同的偏压的情况下，栅极接地MOS晶体管Ml的跨导与源极接地MOS晶体管M2的跨导相等。因此，以下的(7)式、⑶式成立。gml_Ml=gml_M2 (7)式gm3_Ml=gm3_M2 (8)式如果将(J)式、⑶式代入到(6)式的第二项，则(6)式中的以下的(9)式、(10)式相等而抵消。-(1/16) X (gml_M2/gml_Ml) Xgm3_M2 (9)式(1/16) Xgm3_Ml (10)式因此，通过以下的(11)式表示图6所示的混合电路的非线性成分(Non_Linearl)。在(11)式中，源极接地MOS晶体管M2的非线性成分(gm3_M2)是主要的成分。
Non_Linearl = (1/8) X gm3_M2 XGcl X RX Vb (11)式因此，可知为了减少图6所示的混合电路的非线性成分，需要提高源极接地MOS晶体管M2的线性。非专利文件I :Blaakmeer, S. C. Klumperink, E. Leenaerts, D. M. ff. Nauta, B.IC Design group, Univ. of Twente, Enschede, Netherlands.The BLIXER, a WidebandBalun-LNA-I/Q-Mixer Topology, IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL.43.NO. 12，DECEMBER 2008, page 2706-2715.
发明内容
发明要解决的问题根据上述的(11)式，可知为了减少图6所示的混合电路的非线性成分，只要减小gm3_M2即可。为此，需要将栅极接地MOS晶体管Ml、源极接地MOS晶体管M2的栅极-源极间电压Vgs设定得高。另外，图6所示的混合电路的输入输出增益由(12)式决定。Vout diff/Vin ^ (gm_M2+gm_Ml) XGcl XRX 1/2 (12)式为了将(12)式所示的输入输出增益保持为固定，必须向栅极接地MOS晶体管Ml、源极接地MOS晶体管M2施加比较高的栅极电压，因此，在混合电路中一般期望抑制耗电。但是，在图6所示的现有的混合电路中，为减少非线性成分会进一步增加耗电。本发明是鉴于上述问题点而提出的，其目的在于提供一种能够降低非线性成分并且抑制耗电上升的混合电路。用于解决问题的方案为了解决以上的问题，本发明的一个方式的混合电路的特征在于，具有输入部(例如图I所示的输入部803、图3、5所示的输入部303)、频率变换部(例如图1、3、5所示的频率变换部802)以及输出电压信号生成部，其中，该输入部具有栅极接地型第一MOS晶体管(例如图1、3、5所示的栅极接地MOS晶体管M1)，其源极被输入输入信号；以及源极接地型第二 MOS晶体管(例如图f图5所示的源极接地MOS晶体管M2)，其栅极被输入输入信号，该频率变换部通过基于局部振荡信号对从第一 MOS晶体管的漏极输出的第一电流信号和从第二 MOS晶体管的漏极输出的第二电流信号进行频率变换，来生成第三电流信号和第四电流信号，该输出电压信号生成部具有第一负载元件，其被输入第三电流信号并将该第三电流信号变换为第一输出电压信号；以及第二负载元件，其被输入第四电流信号并将该第四电流信号变换为第二输出电压信号，第一负载元件是栅极与漏极连接的第三MOS晶体管(例如图1、3、5所示的负载用MOS晶体管M7)，第二负载元件是栅极与漏极连接的第四晶体管(例如图1、3、5所不的负载用MOS晶体管M8)。另外，理想的是在本发明的一个方式的混合电路中，第一 MOS晶体管、第二 MOS晶体管、第三MOS晶体管、第四MOS晶体管的沟道长度和沟道宽度相同。另外，理想的是在本发明的一个方式的混合电路中，频率变换部包括第五MOS晶体管和第六MOS晶体管,从第一 MOS晶体管向该第五MOS晶体管和第六MOS晶体管的源极提供第一电流信号，该第五MOS晶体管和第六MOS晶体管的栅极被提供局部振荡信号；第七MOS晶体管和第八MOS晶体管，从第二 MOS晶体管向该第七MOS晶体管和第八MOS晶体管的源极提供第二电流信号，该第七MOS晶体管和第八MOS晶体管的栅极被提供局部振荡信号。另外，理想的是在本发明的一个方式的混合电路中，输出电压信号生成部包括第三MOS晶体管，从第五MOS晶体管和第七MOS晶体管对该第三MOS晶体管的源极提供第三电流信号；以及第四MOS晶体管，从第六MOS晶体管和第八MOS晶体管对该第四MOS晶体管的源极提供第四电流信号，其中，从第三MOS晶体管的源极输出第一输出电压信号，从第四MOS晶体管的源极输出第二输出电压信号。另外，理想的是在本发明的一个方式的混合电路中，还包括第一可变电阻元件(例如图3、5所示的可变电阻元件304)，其与第三MOS晶体管的源极连接；以及第二可变电阻元件(例如图3、5所示的可变电阻元件305)，其与第四MOS晶体管的源极连接，其中，第三电流信号经由第一可变电阻元件被输入到第三MOS晶体管，第四电流信号经由第二可变电阻元件被输入到第四MOS晶体管。另外，理想的是在本发明的一个方式的混合电路中，还包括第三可变电阻元件(例如图3、5所示的可变电阻元件306)，其与第一 MOS晶体管的源极连接；以及第四可变电阻元件(例如图3、5所示的可变电阻元件307)，其与第二 MOS晶体管的源极连接。另外，理想的是在本发明的一个方式的混合电路中，第一可变电阻元件、第二可变电阻元件、第三可变电阻元件、第四可变电阻元件的电阻值被设定为相同的值。另外，理想的是在本发明的一个方式的混合电路中，频率变换部的变换损耗的值是 2/ 。根据本发明，通过将第三MOS晶体管、第四MOS晶体管作为电阻元件而插入，能够不提高第一 MOS晶体管、第二 MOS晶体管的栅极-源极间电压地减小输出的非线性。因此，能够提供一种抑制耗电并且非线性成分小的混合电路。
图I是用于说明本发明的实施方式I的混合电路的图。图2是用于说明实施方式I的混合电路的变换损耗与非线性成分减少量之间的关系的图。图3是用于说明本发明的实施方式2的混合电路的图。图4是用于说明实施方式2的利用可变电阻元件的负反馈效应的图。图5是用于说明本发明的实施方式3的混合电路的图。图6是用于说明非专利文件I所记载的混合电路的电路图。 图7是示出MOS晶体管单体的图。
具体实施例方式以下，说明本发明的实施方式f 3的混合电路。(实施方式I)电路结构图I是用于说明实施方式I的混合电路的图。实施方式I的混合电路具有输出电压信号生成部101、频率变换部802、输入部803、局部振荡信号生成电路5。此外，在图I中，对与图6所示的结构相同的结构附加相同的附图标记。
输入部803具有阻抗匹配电路2，输入信号Vin从与接地电压Vss连接的电压信号源9向阻抗匹配电路2输入。在电压信号源9的输出侧设置有信号源输出阻抗元件I。另夕卜，输入部803具有栅极接地MOS晶体管M1，其源极与阻抗匹配电路2的输出端子连接；以及源极接地MOS晶体管M2，其栅极端子与阻抗匹配电路2的输出端子连接。在源极接地MOS晶体管M2的栅极与栅极接地MOS晶体管Ml的源极之间设置有电容器3。栅极接地MOS晶体管Ml的栅极和源极接地MOS晶体管M2的栅极被直流偏压为适当的电压。频率变换部802具备四个频率变换MOS晶体管M3 M6。频率变换MOS晶体管M3、M4的源极与栅极接地MOS晶体管Ml的漏极连接，频率变换MOS晶体管M5、M6的源极与源极接地MOS晶体管M2的漏极连接。
频率变换MOS晶体管M3的漏极与输出电压信号生成部101的输出端子102a和频率变换MOS晶体管M5的漏极连接。另外，频率变换MOS晶体管M4的漏极与输出端子102b和频率变换MOS晶体管M6的漏极连接，频率变换MOS晶体管M5的漏极与输出端子102a和频率变换MOS晶体管M3的漏极连接。并且，频率变换MOS晶体管M6的漏极与输出端子102b和频率变换MOS晶体管M4的漏极连接。并且，频率变换MOS晶体管M316的栅极与局部振荡信号生成电路5的输出端子连接，栅极被输入局部振荡信号。输出电压信号生成部101具有负载用MOS晶体管M7、M8。负载用MOS晶体管M7的源极与频率变换部802的频率变换MOS晶体管M3、M5的漏极连接。另外，负载用MOS晶体管M8的源极与频率变换部802的频率变换MOS晶体管M4、M6的漏极连接。输出端子102a被设置在负载用MOS晶体管M7的源极与频率变换MOS晶体管M3、M5的漏极之间。输出端子102b被设置在负载用MOS晶体管M8的源极与频率变换MOS晶体管M4、M6的漏极之间。负载用MOS晶体管M7、M8的漏极与电源电压VDD连接。并且，负载用MOS晶体管M7的栅极与漏极相互连接，负载用MOS晶体管M8的栅极与漏极相互连接。动作接着，说明图I所示的混合电路的动作。实施方式I的输入部803作为单端-差动信号变换部而发挥功能。即，输入信号Vin从电压信号源9经由信号源输出阻抗元件I、阻抗匹配电路2而输入到节点8。所输入的输入信号Vin通过栅极接地MOS晶体管Ml、源极接地MOS晶体管M2而被变换为相互反相的电流。通过这种动作，单端的电压信号被变换为差动电流信号。差动电流信号被输入到频率变换MOS晶体管M3 M6的漏极。频率变换MOS晶体管M316的栅极被输入局部振荡信号而导通或截止，将差动电流信号与局部振荡信号相乘。通过这种动作，对差动电流信号的频率进行变换。在输出电压信号生成部101中，频率变换后的差动电流信号通过连接成二极管的负载用MOS晶体管M7、M8被变换为电压信号。变换后的电压信号作为差动电压信号OUT+、OUT-而从输出端子102a、102b输出。非线件成分在此，说明实施方式I的混合电路的非线性成分。在频率变换MOS晶体管M316作为理想开关而进行动作的情况下，如下这样表示图I所示的混合电路的非线性成分。即，当使用(3)式、(4)式计算从图I所示的输出端子102a、102b输出的差动电压信号OUT+、OUT-的差即差动输出信号时，如(13)式那样。Vout diff=(gml_M2+gml_Ml) X (1/2) XGclX (l/gml_L) XAXVa+[(1/8) Xgm3_M2-(l/16) X (gml_M2/gml_Ml) Xgm3_M2+(1/16) Xgm3_Ml] XGclX (l/gm_L) XA3XVb-(gm_Ml3+gml_M23) X (1/8) X (gm3_L/gml_L4) XGcl3XA3XVb (13)式在(13)式中，gml_L是负载用MOS晶体管M7、M8的一阶跨导，gm3_L是负载用MOS 晶体管M7、M8的三阶跨导。另外，在(13)式中，第一项表示输出信号成分，第二、三项表示输出非线性成分。接着，说明实施方式I的混合电路的非线性成分的降低效果。图I所示的栅极接地MOS晶体管Ml、源极接地MOS晶体管M2被设计为相同的大小(沟道长度、沟道宽度)，并被施加相同的偏压Vbl、Vb2，如果将(7)式、(8)式代入至IJ (13)式的第二、第三项，则如(14)式那样表不实施方式I的混合电路的非线性成分(Non_Linear2)。Non_Linear2=(l/8) Xgm3_M2XGclX (l/gml_L) XA3XVb-(1/4) Xgm3_LXGcl3X [ (gml_M13+gml_M23) /gml_L4] XA3XVb (14)式(14)式表示的实施方式I的混合电路的非线性成分的第一项表示因源极接地MOS晶体管M2而产生的非线性成分。另外，第二项表示因负载用MOS晶体管M7、M8而产生的非线性成分。第一项和第二项具有反相的关系。因此，在实施方式I中，通过使第二项的值接近第一项的值，能够用第二项的非线性成分抵消第一项的非线性成分，降低非线性成分Non_Linear20根据这样的实施方式I的混合电路，与现有技术相比，不将栅极-源极间电压(Vgs)设定得高，不增加耗电就能够降低非线性成分。另一方面，在图6所示的混合电路中没有负载用MOS晶体管M7、M8，因此在以(11)式表示的现有的混合电路的非线性成分中当然不存在与(14)式的第二项相当的项。因此，在现有的混合电路中，无法如实施方式I那样降低非线性成分。接着，具体地计算图6所示的混合电路的非线性成分与实施方式I的混合电路的非线性成分并进行比较。此外，假设图6、图I所示的混合电路的栅极接地MOS晶体管Ml、源极接地MOS晶体管M2、负载用MOS晶体管M7、M8的大小均相同。另外，将MOS晶体管的一阶跨导设为gml，将二阶跨导设为gm2，将三阶跨导设为gm3。另外，为了使两个电路的增益相等，而设为R=l/gml, Gcl为2/ 。根据以上的条件进行计算的结果是，如(15)、(16)式那样求出图6所示的混合电路的非线性成分Non_Linearl’、图I所示的混合电路的非线性成分Non_Linear2’。Non_Linearl> =(1/8) XGclX (gm3/gml)A3XVb (15)式Non_Linear2，=[(1/8) XGcl_(l/4) XGcl3] X (gm3/gml)A3XVb(16)式如果通过(15)、(16)式的比的对数来表示非线性成分减少量，则成为(17)式那样。20 X log (Non_Linearl，/Non_Linear2，)=20 X log (I/(1-2 X Gcl2))^ 14. 5dB (17)式
如上所述，根据实施方式I的混合电路，与图6所示的现有的混合电路相比，不增加耗电就能够使非线性成分减少约14. 5dB。图2是用于说明实施方式I的混合电路的变换损耗Gcl与非线性成分减少量之间的关系的图，横轴表示变换损耗Gd，纵轴表示非线性成分减少量。如根据图可知那样，实施方式I的非线性成分减少效果依赖于变换损耗Gcl的值，在GCl= I/芝时最大。实施方式I的变换损耗Gcl在频率变换部802中产生，在理想的频率变换电路中，能够取比较接近于1/4的值(2/ )。因此，实施方式I的混合电路能够取得高非线性成分降低效果。(实施方式2) 接着，说明本发明的实施方式2。图3是用于说明实施方式2的混合电路的图。在图3中，对与图I所示的结构相同的结构附加相同的附图标记，省略其说明的一部分。图3所示的混合电路由输出电压信号生成部301、频率变换部802、输入部303构成。其中，频率变换部802具有与图I所示的频率变换部相同的结构，对频率变换MOS晶体管M3 M6的栅极输入局部振荡信号。在实施方式2的混合电路中，在栅极接地MOS晶体管Ml的源极连接有可变电阻元件306，在源极接地MOS晶体管M2的源极连接有可变电阻元件307。输入信号Vin经由可变电阻元件306、307输入到栅极接地MOS晶体管Ml、源极接地MOS晶体管M2。另外，在实施方式2的混合电路中，在负载用MOS晶体管M7的源极连接有可变电阻元件304，在负载用MOS晶体管M8的源极连接有可变电阻元件305。从输出端子102a输出由负载用MOS晶体管M7和可变电阻元件304产生的差动电压信号OUT+。另外，从输出端子102b输出由负载用MOS晶体管M8和可变电阻元件305产生的差动电压信号OUT-。根据这样的实施方式2，如图4所示，通过利用可变电阻元件的电阻值R的负反馈效应，与图7所示的MOS晶体管单体相比，进一步减少了非线性成分。因而，在实施方式2中，与上述实施方式I相比，能够减少混合电路整体的非线性成分。另外，在实施方式2中，将可变电阻元件304 307的电阻值设定为相同的值。为了使可变电阻元件304 307的电阻值全部相同，而将其设计值、制造条件全部设为相同，由此，能够抑制可变电阻元件304 307的制造偏差、温度特性的偏差的影响。其中，即使使用特性不同的可变电阻元件304 307，也能够取得提高混合电路的线性的效果。(实施方式3)接着，说明本发明的实施方式3。图5是用于说明实施方式3的混合电路的图。在图5中，对与图I、图3所示的结构相同的结构附加相同的附图标记，并省略其说明的一部分。图5所示的混合电路由输出电压信号生成部501、频率变换部802、输入部303构成。其中，频率变换部802具有与图I所示的频率变换部相同的结构，对频率变换MOS晶体管M3 M6的栅极输入局部振荡信号。输入部303构成为与实施方式2的图3所示的输入部303相同。关于输出电压信号生成部501,在负载用MOS晶体管M7的源极设置有可变电阻兀件304，在负载用MOS晶体管M8的源极设置有可变电阻元件305。另外，输出电压信号生成部501具备比较器10，其反转输入端子经由可变电阻元件304连接在负载用MOS晶体管M7的源极上，其非反转输入端子经由可变电阻元件305连接在负载用MOS晶体管M8的源极上；以及阻抗元件11，其与比较器10的输出端子连接。这样的实施方式3的混合电路能够维持在实施方式I、实施方式2中得到的减少非线性成分的效果，并且能够将输出信号变换为单端。产业h的可利用件本发明的混合电路的非线性成分少且耗电小，所以适合于便携的无线设备等。附图标记说明
I :信号源输出阻抗元件；2 :阻抗匹配电路；3 :电容器；4 :电阻元件；5 :局部振荡信号生成电路；8 :节点；9 :电压信号源；10 :比较器；11 :阻抗元件；101、301、501 :输出电压信号生成部；102a、102b :输出端子；303、803 :输入部；304 307 :可变电阻元件；802 :频
率变换部。
权利要求
1.一种混合电路，其特征在于， 具有输入部、频率变换部以及输出电压信号生成部， 其中，上述输入部具有 栅极接地型第一 MOS晶体管，其源极被输入输入信号；以及 源极接地型第二 MOS晶体管，其栅极被输入上述输入信号， 上述频率变换部通过基于局部振荡信号对从上述第一 MOS晶体管的漏极输出的第一电流信号和从上述第二 MOS晶体管的漏极输出的第二电流信号进行频率变换，来生成第三电流信号和第四电流信号， 上述输出电压信号生成部具备 第一负载元件，其被输入上述第三电流信号并将上述第三电流信号变换为第一输出电压信号；以及 第二负载元件，其被输入上述第四电流信号并将上述第四电流信号变换为第二输出电压信号， 上述第一负载元件是栅极与漏极连接的第三MOS晶体管，上述第二负载元件是栅极与漏极连接的第四MOS晶体管。
2.根据权利要求I所述的混合电路，其特征在于， 上述第一 MOS晶体管、上述第二 MOS晶体管、上述第三MOS晶体管、上述第四MOS晶体管的沟道长度和沟道宽度相同。
3.根据权利要求I或2所述的混合电路，其特征在于， 上述频率变换部包括 第五MOS晶体管和第六MOS晶体管，从上述第一 MOS晶体管对该第五MOS晶体管和第六MOS晶体管的源极提供上述第一电流信号，该第五MOS晶体管和第六MOS晶体管的栅极被提供上述局部振荡信号；以及 第七MOS晶体管和第八MOS晶体管，从上述第二 MOS晶体管对该第七MOS晶体管和第八MOS晶体管的源极提供上述第二电流信号，该第七MOS晶体管和第八MOS晶体管的栅极被提供上述局部振荡信号。
4.根据权利要求3所述的混合电路，其特征在于， 上述输出电压信号生成部包括 上述第三MOS晶体管，从上述第五MOS晶体管和上述第七MOS晶体管对该第三MOS晶体管的源极提供上述第三电流信号；以及 上述第四MOS晶体管，从上述第六MOS晶体管和上述第八MOS晶体管对该第四MOS晶体管的源极提供上述第四电流信号， 其中，从上述第三MOS晶体管的源极输出上述第一输出电压信号，从上述第四MOS晶体管的源极输出上述第二输出电压信号。
5.根据权利要求I所述的混合电路，其特征在于，还包括 第一可变电阻元件，其与上述第三MOS晶体管的源极连接；以及 第二可变电阻元件，其与上述第四MOS晶体管的源极连接， 其中，上述第三电流信号经由上述第一可变电阻元件被输入到上述第三MOS晶体管，上述第四电流信号经由上述第二可变电阻元件被输入到上述第四MOS晶体管。
6.根据权利要求I所述的混合电路，其特征在于，还包括 第三可变电阻元件，其与上述第一 MOS晶体管的源极连接；以及 第四可变电阻元件，其与上述第二 MOS晶体管的源极连接。
7.根据权利要求6所述的混合电路，其特征在于， 上述第一可变电阻元件、上述第二可变电阻元件、上述第三可变电阻元件、上述第四可变电阻元件的电阻值被设定为相同的值。
8.根据权利要求I所述的混合电路，其特征在于， 上述频率变换部的变换损耗的值大致为2/π。
全文摘要
本发明目的在于提供一种能够降低非线性成分并且抑制耗电上升的混合电路。该混合电路包括输入部(803)，其具有源极被输入输入信号的栅极接地MOS晶体管(M1)和栅极被输入输入信号的源极接地MOS晶体管(M2)；频率变换部(802)，通过对从栅极接地MOS晶体管(M1)输出的第一电流信号和从源极接地MOS晶体管(M2)输出的第二电流信号进行频率变换来生成第三电流信号和第四电流信号；栅极与漏极连接的负载用MOS晶体管(M7)，其被输入第三电流信号并将第三电流信号变换为第一输出电压信号；以及栅极与漏极连接的负载用MOS晶体管(M8)，其被输入第四电流信号并将该第四电流信号变换为第二输出电压信号。
文档编号H03F3/45GK102640414SQ20118000477
公开日2012年8月15日 申请日期2011年11月7日 优先权日2010年11月12日
发明者上田洋介 申请人:旭化成微电子株式会社