离散时间滤波器的制造方法
【专利摘要】本发明涉及一种用于对输入信号进行滤波的离散时间滤波器，所述离散时间滤波器包括切换电容器网络，所述切换电容器网络包括：输入端（102）以及输出端（104）；在所述输入端（102）与所述输出端（104）之间并联布置的某一数目的切换电容器路径（101、103、105、107），每一切换电容器路径（101、103、105、107）包括一个电容器；以及开关电路（121、125、127），所述开关电路用于在不同的时刻对各个电容器进行切换，以输出经滤波的输入信号。
【专利说明】离散时间滤波器
【技术领域】
[0001]本发明涉及一种用于对输入信号进行滤波的离散时间滤波器。
【背景技术】
[0002]接收器为一种电子电路，该类电子电路接收频率高的RF信号并将该RF信号下变频到基带以进行进一步的处理及解调。这些接收器通常会将微弱的所需RF信号放大，并过滤掉不需要的邻近信号及相关的阻塞信号(blocker)。通常可通过改变接收器的本地振荡器的LO频率来对接收器进行调谐，以接收在某一频带中的特定信道。
[0003]多频带接收器可以从具有不同频率的两个或两个以上的不同频带中接收信号。因为这些频带可能彼此相距较远，所以多频带接收器应该是可调谐或可编程的，以便覆盖所有所需的频带。
[0004]多标准接收器可以接收不同标准的信号。这些标准的主要区别之一在于信号带宽。因此，多标准接收器的带宽必须是可选择的，以便覆盖不同的标准。但是，在不同标准中，对于接收器的其他要求，例如接收频率、灵敏度、线性、滤波要求等可能会不同。单个的多频带/多标准接收器可以使用可编程的接收频率和输入带宽，而不是针对不同的频带或标准使用多种不同的接收器。
[0005]如图15所示的常规超外差式接收器架构1500提供了在中频(IF)下的高质量滤波、IF下的无闪烁增益，但是 使用了固定中频。超外差式接收器架构1500中频率为fEF=fLo+fiF的所接收的射频信号，首先经过预先选择级1501、低噪声放大器1503、RF混频器1505、中频(IF)滤波器1507、IF放大器1509、IF混频器1511、信道选择器1513、基带增益级1515以及模数转换器1517，然后进入数字调制解调器1519进行进一步处理。
[0006]但是，由于混频器1605的正交运算，即如图16中的频率图1600中所描绘的将频率为CO1的所需频带与本地振荡器(LO)频率ωω相乘，所需频带1601的镜像1603在中频IF处混叠，导致在频率为ωΙΡ的IF频带中形成不需要的混叠分量1609。低通滤波器1607用于镜像抑制(image rejection)。
[0007]接收器应支持多频带多标准操作，以便覆盖较大范围的通信标准。另一方面，为节约成本，希望能将接收器高度集成，成为单个芯片，优选地能在纳米级CMOS工艺中进行集成。零差式架构(包括ZIF以及LIF)是一种常见的接收器结构，这是由于其广受认可的单片集成能力。图17图示了常见的零差式接收器架构1700。零差式接收器架构1700中所接收的频率为?.ΚΡ=?.ω的射频信号首先经过预先选择级1701、低噪声放大器1703、混频器1705、信道选择器1707、基带增益级1709以及模数转换器1711，然后进入数字调制解调器1713，以进行进一步处理。
[0008]但是，零差式接收器架构中存在若干技术问题，需要给予这些问题特别关注，以使得这一架构能适用于不同的通信标准。图18中描绘了不同的干扰现象，图18中所描绘的零差式接收器具有低噪声放大器1801、混频器1803、低通滤波器1805、增益级1407以及模数转换器1809。[0009]DC偏移是ZIF(零中频)结构中的常见问题，该问题源于通过LNA放大器1801放大的或未通过LNA放大器1801放大的本地振荡器(LO)信号cos ωω?的自混频(self-mixing)或下变频混频器1803处的强干扰，如图18所示。如果LO泄漏到达天线，那么DC偏移会更加严重。在这种情况下，随着不断变化的天线环境，会引起时变DC偏移。因此，通常需要将DC偏移消除技术用于ZIF (零中频)。由于LO频率基本上与输入RF频率相同，因此该LO泄漏可高于具有不同LO频率的接收器的情况。在一些情况下，需要进行LO泄漏校准。此外，二阶互调(頂2)是ZIF中的常见问题，这通常需要进行IP2校准。在ZIF结构中，通常，接收器增益中的小部分是在RF级提供，而大部分是在BB级提供。因此，基带(BB)放大器的闪烁噪声增大了系统的总本底噪声(NF)。设计师通常通过在BB中使用大型晶体管来尝试着将总本底噪声降到最低。此外，由于第一滤波是在BB中执行，并且考虑到在BB之前的RF增益，所以第一 BB滤波器必须高度线性。基于运算放大器(Opamp)的或基于Gm-C的双二阶滤波器是用于这一目的的为人所熟知的模块，但它消耗很多电力。
[0010]人们认为，如图19中所描绘的超外差式架构可以解决上述问题。超外差式接收器架构1900中频率为fKF=fw+fIF的所接收的射频信号，首先经过预先选择级1905、低噪声放大器1907、RF混频器1909、外部(芯片外)中频(IF)滤波器1903、IF放大器1911、IF混频器1913、信道选择器1915、基带增益级1917以及模数转换器1919，然后进入数字调制解调器1921进行进一步处理。
[0011]但是，如图19中所描绘的常规超外差式架构1900会带来其自身的一系列问题。按照惯例，IF滤波器1903作为昂贵的芯片外部件来实施。然后，需要为I/O缓冲器提供大功率，以驱动芯片外滤波器1903。此外，芯片外滤波器1903只能通过接合线(bond wire)来存取，而接合线会带来寄生电感及寄生电容。另外，具有固定频率IF滤波器的接收器需要两个独立的本地振荡器，一个用于实现从RF到IF的下变频，而另一个用于实现从IF到BB到下变频。
【发明内容】
[0012]本发明的目标是提供一种用于芯片上离散滤波器实施方案的高效概念方法。
[0013]此目标可以通过独立权利要求中的特征来实现。进一步的实施形式在从属权利要求、具体说明和附图中显而易见。
[0014]为了详细描述本发明，将使用以下术语、缩写和符号:
[0015]RF:射频，
[0016]IF:中频，
[0017]ZIF:零中频，
[0018]LIF:低中频，
[0019]L0:本地振荡器，
[0020]BB:基带，
[0021]BW:带宽，
[0022]LPF:低通滤波器，
[0023]BPF:带通滤波器。
[0024]根据第一方面，本发明涉及一种用于对输入信号进行滤波的离散时间滤波器，所述离散时间滤波器包括切换电容器网络，所述切换电容器网络包括:输入端和输出端；在所述输入端与所述输出端之间并联布置的某一数目的切换电容器路径，每一切换电容器路径包括一个电容器；以及开关电路，所述开关电路用于在不同的时刻对各个电容器进行切换以输出经滤波的输入信号。
[0025]因此，所述离散时间滤波器可以有效地在单个芯片上实施，进而节省空间及电力。
[0026]在根据第一方面的离散时间滤波器的第一可能实施形式中，所述开关电路用于从一个共同时钟信号的不同相位开始对各个电容器进行切换。
[0027]所述共同时钟信号可由本地振荡器来提供。因此，所述离散时间滤波器适宜于在集成电路内使用，而在这些集成电路中构建准确规定的电阻器及电容器的话会很不经济。
[0028]在根据第一方面本身或者根据第一方面的第一实施形式的离散时间滤波器的第二可能实施形式中，所述开关电路用于在所述并联的切换电容器路径上对所述电容器按顺序进行切换。
[0029]通过对所述电容器按顺序进行切换，可以达成在所述电容器之间的电荷共用(charge sharing),这样可以使得所述设计能够节省电力。
[0030]在根据第一方面本身或根据第一方面的前述实施形式中任一者的离散时间滤波器的第三可能实施形式中，所述开关电路用于周期性地对所述电容器进行切换。
[0031]切换可由时钟信号来控制，进而实现有效率的切换控制。
[0032]在根据第一方面本身或根据第一方面的前述实施形式中任一者的离散时间滤波器的第四可能实施形式中，所述周期性切换在一个输入样本的周期内完成。
[0033]所述输入样本的周期可由输入样本的持续时间来确定,所述输入样本的持续时间可对应于一个时钟信号的周期。所述时钟信号可由本地振荡器来提供。另外，可将所述输入样本有效率地分配给不同的切换路径，实现性能增益。
[0034]在根据第一方面本身或根据第一方面的前述实施形式中任一者的离散时间滤波器的第五可能实施形式中，所述开关电路包括所述数目的输入开关，所述数目的输入开关用于将各个电容器切换到所述输入端以对所述电容器进行充电。
[0035]所述输入开关提供了用于对电容器的充电操作进行控制的有效率的机制。
[0036]在根据第一方面本身或根据第一方面的前述实施形式中任一者的离散时间滤波器的第六可能实施形式中，所述开关电路包括所述数目的输出开关，所述数目的输出开关用于将各个电容器切换到所述输出端以按顺序地输出所述数目的经滤波的子信号，所述数目的经滤波的子信号联合表示经滤波的输入信号。
[0037]所述输出开关提供了用于对电容器的充电操作进行控制的有效率的机制。
[0038]在根据第一方面的第六实施形式的离散时间滤波器的第七可能实施形式中，所述开关电路包括所述数目的放电开关，每个重设开关经布置以将一个电容器切换到一个参考电位来放电。
[0039]所述放电开关提供了用于对充电切换进行控制的有效率的机制，确切地说是对电容器进行重设。
[0040]在根据第一方面的第六或第七实施形式的离散时间滤波器的第八可能实施形式中，所述离散时间滤波器包括一个转换放大器，所述转换放大器具有耦接到所述输入端的一个放大器输出端，所述转换放大器经布置以将在所述转换放大器的放大器输入端处的电压信号转换成一个电流信号，所述电流信号形成输入信号。
[0041]通过所述转换放大器，可以有效率地实现电压到电流的转换，从而提供所述离散时间滤波器的改善的动态范围。
[0042]在根据第一方面本身或根据第一方面的前述实施形式中任一者的离散时间滤波器的第九可能实施形式中，所述转换放大器为转导级(gm stage)ο
[0043]因此，通过使用转导级，所述转换放大器可以整合到一个芯片中。
[0044]在根据第一方面本身或根据第一方面的前述实施形式中任一者的离散时间滤波器的第十可能实施形式中，所述离散时间滤波器包括耦接到所述输入端的输入电容器。
[0045]所述输入电容器可以有效率地用于存储所述输入信号。
[0046]在根据第一方面本身或根据第一方面的前述实施形式中任一者的离散时间滤波器的第十一可能实施形式中，所述离散时间滤波器包括耦接到所述输出端的输出电容器。
[0047]所述输出电容器可以有效率地用于存储所述输出信号。
[0048]在根据第一方面本身或根据第一方面的前述实施形式中任一者的离散时间滤波器的第十二可能实施形式中，所述数目等于或大于4个。
[0049]当使用大于或等于4个的数目时，可以实现相对于本地振荡器频率的充分的过采样率(oversampling rate)。
[0050]在根据第一方面本身或根据第一方面的前述实施形式中任一者的离散时间滤波器的第十三可能实施形式中，所述开关电路形成一个采样混频器，所述采样混频器用于以预定的采样率来对所述输入信号进行采样，以在所述数目的切换电容器路径中获得在不同时刻采样的所述数目的离散时间信号。
[0051]所述数目的采样的离散时间信号可以联合表示一个过采样的信号。此外，所述采样混频器使得所述离散时间滤波器对二阶非线性不敏感。
[0052]在根据第一方面本身或根据第一方面的前述实施形式中任一者的离散时间滤波器的第十四可能实施形式中，所述离散时间滤波器为低通滤波器或带通滤波器或信道选择器。
[0053]所述离散时间滤波器可以在基带以及在中频范围中操作。
[0054]根据第二方面，本发明涉及一种用于使用切换电容器网络对输入信号进行离散时间滤波的方法，所述切换电容器网络包括输入端以及输出端，某一数目的并联切换电容器路径布置在所述输入端与所述输出端之间，每个切换电容器路径包括电容器，所述方法包括在不同的时刻对各个电容器进行切换来对所述输入信号进行滤波以输出经滤波的输入信号。
[0055]在噪声指数与失真特性的取舍方面，本方法可以提供优势。
【专利附图】
【附图说明】
[0056]图1所示为离散时间滤波器的方框图；
[0057]图2A、图2B所示为离散时间滤波器的方框图；
[0058]图3所示为离散时间滤波器的方框图；
[0059]图4所示为射频接收器的方框图；
[0060]图5所示为射频接收器的方框图；[0061]图6所示为射频接收器的方框图；
[0062]图7所示为射频接收器的方框图；
[0063]图8所示为信号切换；
[0064]图9所示为离散时间滤波器的方框图；
[0065]图10所示为离散时间滤波器；
[0066]图11 所不为性能参数图(performance diagram)；
[0067]图12所示为性能参数图；
[0068]图13所示为超外差式接收器的方框图；
[0069]图14所示为超外差式接收器的方框图；
[0070]图15所示为常规超外差式接收器架构的方框图；
[0071]图16所示为常规超外差式接收器架构中的所接收信号的频率图；
[0072]图17所示为常规零差式接收器架构的方框图；
[0073]图18所示为常规零差式接收器架构中的所接收信号的频率图；并且
[0074]图19所示为具有芯片外IF滤波的常规超外差式接收器架构的方框图。
【具体实施方式】
[0075]图1所示为根据一种操作形式的射频接收器的处理电路的离散时间滤波器100的方框图。离散时间滤波器100包括第一切换电容器路径101、第二切换电容器路径103、第三切换电容器路径105以及第四切换电容器路径107，这些切换电容器路径并联耦接在离散时间滤波器100的输入端102与输出端104之间。滤波器路径101、103、105和107中的每一者包括:第一开关121，第一开关121串联耦接到滤波器路径中，第一开关121的输入端耦接到离散时间滤波器100的输入端；电容器123，Cs，其将第一开关121的输出端并联到接地；第二开关125，其输入端耦接到第一开关121的输出端，并且其输出端耦接到接地；以及第三开关127，其耦接在第二开关125的输入端与离散时间滤波器100的输出端之间。开关121、125以及127形成开关电路，该开关电路用于在不同的时刻来切换每个电容器，以便输出经滤波的输入信号。
[0076]输入端102处的采样率可以描述为fs_in=l/Ts，其中Ts为采样间隔，且子路径101、103、105和107中的每一者处的采样率可以描述为fs_sub=(l/Ts)/4，即抽取因子为4。然而，由于子路径输出端按照时间交错的方式进行合并，因此原始数据速率得以恢复。离散时间滤波器100可以是差分或伪差分结构的单端版本(single-ended version)。
[0077]图2A及图2B中描绘的是具有示例性的两条切换电容器路径的离散时间滤波器的操作。
[0078]图2A中所示的离散时间滤波器另外还包括耦接到输入端102的第一历史电容器(history capacitor)201以及f禹接到输出端104的第二历史电容器203。离散时间滤波器进一步包括耦接到输入端102的转导级(gm stage) 205。转导级205接收例如在图2B中示例性示出的离散时间信号x[n]，其中在输出端104处输出滤波后的信号y[N*n]。图2B示出开关121、125以及127的示例性状态图，其中包括切换信号(pS 1、(pRDl、CpRSTl、(pS2、(pRD2, (pRST2。
[0079]图3所示为图1中示出的离散时间滤波器。[0080]此外，提供了围绕图2所描述的历史电容器201、203以及转导级205。
[0081]如图3所描绘，输入到转导级205的输入信号可以是模拟信号或数字信号，该信号可以将电压信号转换为电流信号。如果该输入信号为模拟信号，那么开关121可以执行采样，例如过采样(oversampling)。通过使用四个切换电容器路径，可以执行过采样因子(oversampling factor)为4的过采样。但是,各个切换电容器路径可以使用输入信号的频率来操作。
[0082]图4所示为根据一种操作形式的射频接收器400的方框图。射频接收器400用于接收模拟射频信号402。射频接收器400包括采样混频器401、离散时间滤波器403，以及模拟放大器407。
[0083]采样混频器401用于使用预定采样率fs对模拟射频信号402进行采样，以获得离散时间采样信号404，并将离散时间采样信号404向中频406移位，从而获得按照预定采样率fs采样的中频离散时间信号408。处理电路403用于对在预定采样率fs下的中频离散时间信号408进行离散时间处理。
[0084]模拟放大器407用于接收并放大模拟射频信号402，从而提供经放大的模拟射频信号422。采样混频器401耦接到模拟放大器407，并且用于从模拟放大器407接收经放大的模拟射频信号422。在一种操作形式中，模拟放大器407包括上文所述的转导级。
[0085]采样混频器401是包括同相路径410和正交路径412的正交混频器。采样混频器401包括采样器421和正交离散时间混频器423。采样器421用于对经放大的模拟射频信号422进行采样，从而提供离散时间采样信号404。正交离散时间混频器423的同相部分用于对离散时间采样信号404与本地振荡器425所产生的同相振荡器信号414进行混频。正交离散时间混频器423的正交部分用于对离散时间米样信号404与本地振荡器425所产生的正交振荡器信号416进行混频。正交离散时间混频器423在采样混频器401的输出端处提供两个离散时间采样子信号408a、408b，来表示离散时间采样信号408。在一种操作形式中，采样混频器401是直接采样混频器。在一种操作形式中，采样混频器401用于以某一过采样率来对模拟射频信号402进行过采样，并提供若干离散时间采样子信号408a、408b，这些子信号408a、408b联合表示离散时间采样信号408，每个离散时间采样子信号408a、408b表示通过对应于模拟射频信号402的频率的采样率进行采样的模拟射频信号402。
[0086]在一种操作形式中，采样器421是用于对电流进行采样的电流采样器。采样器421可以用连续时间(CT)sinc滤波器来表示,该CT sine滤波器在Ι/Ti处具有第一陷波(firstnotch)并且对镜像频率进行抗混叠，其中Ti为采样时间。采样频率可以对应于输入-输出速率。在离散时间(DT)信号处理过程中，输入电荷qin[n]被视作是输入采样信号，而输出电压ν_[η]被视作是输出采样信号，二者根据以下等式来计算:
[0087]
【权利要求】
1.一种离散时间滤波器，用于对输入信号进行滤波，其特征在于，所述离散时间滤波器包括切换电容器网络，所述切换电容器网络包括: 输入端(102)及输出端(104)； 在所述输入端(102)与所述输出端(104)之间并联布置的某一数目的切换电容器路径(101、103、105、107)，每一切换电容器路径(101、103、105、107)包括一个电容器；以及 开关电路(121、125、127)，所述开关电路用于在不同的时刻对各个电容器进行切换，以输出经滤波的输入信号。
2.根据权利要求1所述的离散时间滤波器，其特征在于，所述开关电路(121、125、127)用于从一个共同时钟信号的不同相位开始对各个电容器进行切换。
3.根据权利要求1或2所述的离散时间滤波器，其特征在于，所述开关电路(121、125、127)用于在所述切换电容器路径(121、125、127)上对所述电容器按顺序进行切换。
4.根据前述权利要求中任一权利要求所述的离散时间滤波器，其特征在于，所述开关电路(121、125、127 )用于周期性地对所述电容器进行切换。
5.根据权利要求4所述的离散时间滤波器，其特征在于，所述周期性切换在一个输入样本的周期内完成。
6.根据前述权利要求中任一权利要求所述的离散时间滤波器，其特征在于，所述开关电路(121、125、127)包括所述数目的输入开关(121)，所述数目的输入开关(121)用于将各个电容器切换到所述输入端来给所述电容器充电。
7.根据前述权利要求中任一权利要求所述的离散时间滤波器，其特征在于，所述开关电路(121、125、127)包括所述数目的输出开关(127)，所述数目的输出开关(127)用于将各个电容器切换到所述输出端以用于按顺序输出所述数目的经滤波的子信号，所述数目的经滤波的子信号联合表示经滤波的输`入信号。
8.根据前述权利要求中任一权利要求所述的离散时间滤波器，其特征在于，所述开关电路(121、125、127)包括所述数目的放电开关(123),每一放电开关经布置以将一个电容器切换到一个参考电位来放电。
9.根据前述权利要求中任一权利要求所述的离散时间滤波器，其特征在于，进一步包括转换放大器(205 )，所述转换放大器(205 )具有耦接到所述输入端的放大器输出端，所述转换放大器(205)经布置以将在所述转换放大器(205)的放大器输入端处的电压信号转换成一个电流信号，所述电流信号形成所述输入信号。
10.根据权利要求9所述的离散时间滤波器，其特征在于，所述转换放大器(205)为转导级。
11.根据前述权利要求中任一权利要求所述的离散时间滤波器，其特征在于，包括耦接到所述输入端的一个输入电容器。
12.根据前述权利要求中任一权利要求所述的离散时间滤波器，其特征在于，包括耦接到所述输出端的一个输出电容器。
13.根据前述权利要求中任一权利要求所述的离散时间滤波器，其特征在于，所述数目等于或大于4个。
14.根据前述权利要求中任一权利要求所述的离散时间滤波器，其特征在于，所述开关电路(121、125、127)形成采样混频器，所述采样混频器用于以预定的采样率来对所述输入信号进行采样，以在所述数目的切换电容器路径(101、103、105、107)中获得在不同时刻采样的所述数目的离散时间信号。
15.根据前述权利要求中任一权利要求所述的离散时间滤波器，其特征在于，所述离散时间滤波器为低通滤波器或带通滤波器或信道选择器。
16.一种用于使用切换电容器网络对输入信号进行离散时间滤波的方法，所述切换电容器网络包括输入端和输出端，在所述输入端与所述输出端之间布置有某一数目的并联切换电容器路径，每一切换电容器路径包括一个电容器，其特征在于，所述方法包括: 在不同的时刻对各个电容器进行切换来对所述输入信号进行滤波，以输出经滤波的输入信 号。
【文档编号】H03H15/00GK103636125SQ201280021531
【公开日】2014年3月12日 申请日期:2012年6月21日 优先权日:2012年6月21日
【发明者】马苏德·图希迪安, 伊曼·麦达迪, 罗伯特·博丹·斯达世斯基 申请人:华为技术有限公司