技术领域：
本发明涉及一种普通的运算跨导放大器，特别地是，该运算跨导放大器中的调谐电路通过调节放大器的调谐电流来控制跨导。
背景技术：
随着人们对带宽的认识，连续时间滤波器被用于高清晰电视系统(HDTV)和高速数模转换器(ADC)中。高速，低失真，线性调谐范围宽，作为连续时间滤波器的几个特性，使得其在很多方面得以广泛的应用。
一种连续时间滤波器采用运算跨导放大器-电容滤波器(即OTA-C)。宽带OTA-C滤波器需要合适的宽带运算跨导放大器(OTAs)，可使用双极晶体管(BJT)技术实现。尽管BJT技术提供了优异的高频性能，但是在宽带双极OTA放大器的设计方面还存在一些技术问题，特别是使用BJT跨导电容(gm-c)配置的设计。此外，OTAs在应用中有一些潜在的优势，例如，由于信号路径的低截止频率和电路中横向PNP晶体管的磁阻，使得BJT技术还不能实现。然而，最近，互补型双极晶体管BJT为电路的灵活设计提供了机会。
在传统的双极OTAs中，输入信号产生一个线性增益响应，通过调整偏执电流以设置输入级的增益，使得输入信号在选定的输入动态范围内变化。为了使OTA对较大的输入信号产生一个线性输出，可以通过增加偏置电流来设置相对高电平的输入级增益。然而，输出级通常都包括一个大的负反馈射极电阻，以减小对选定的差分输入信号所产生的输出失真，从而降低了OAT的调谐范围。这种射极负反馈通过改变偏置电流，在很大的程度上减小了输入级的增益，从而限制了OAT输入信号的范围。虽然射极负反馈导致输入阻抗的增加和输入电容的减小，但是，除了预期的工作特性外，OAT能提供一个很宽的调谐范围。
技术实现要素：
本发明的第一个目的是提供一个低失真跨导放大器，在输入信号范围很宽时，能被调整出线性响应。
本发明的第二个目的是提供一种互补双极技术，它能使可调运算跨导放大器具有提高高频的性能。
本发明的技术解决方案：
本发明的上述目的实现了放大器在选定的输入信号范围内能够被调整为线性增益。该放大器包括一个输入级以接收输入信号。该放大器还包括一个调谐电路，连接在放大器的输入级和输出级之间，通过调整输出级的调谐电流来控制放大器的增益。
调谐电路中，将一对差分晶体管连接到一对晶体管的输出级。该调谐电路的输入级和输出级是一个共源共栅结构，以提高放大器的输出阻抗。
对比文献，发明专利：可调线性运算跨导放大器，申请号：200810130712.X
附图说明：
本发明的其他目的和功能都是显而易见的，下面将结合附图对本发明的权利要求作详细的描述。
图1所示为传统的差分运算跨导放大器，该放大器中有一个被称为共源共栅结构的增益级配置。
图2(A)所示是根据本发明所述的放大器的简化图。
图2(B)所示是差分运算跨导放大器中积分器的框图。
图3(A)所示是根据本发明所述的跨导放大器的更详尽的图解。
图3(B)所示是一个共模反馈回路，通过控制放大器输出级的偏置以稳定图3(A)所示的放大器的共模输出。
图4(A)所示是根据本发明所述的跨导放大器的双极技术。
图4(B)所示是一个共模反馈回路，以稳定图4(A)中所示的BiCMOS放大器的共模输出。
图5所示的是根据本发明所述的被应用于四个运算跨导放大器中的典型二阶滤波器。
具体实施方案：
本发明依赖于一个调谐电路，通过控制放大器输入端的偏置电流以调整运算跨导放大器的跨导。尽管输入级存在负反馈电阻，但是，调谐电路使放大器的跨导作为偏置电流的一个有利功能。在这方面，调谐电路可以在很宽的动态输入范围内被调整(即，调整偏置电流)，并使得放大器的输入级具有高输入阻抗。
如图1所示，是一个传统的差分运算跨导放大器(OTA1)，包括一个共源共栅结构的增益级。通过把三极管QA和QB射极负反馈电阻RA和RB上的差分输入电压(IN+，IN-)转换成差分电流，使得放大器工作。可以看出，电流源IB和IC分别连接到三极管QC和QD上。OTA1还包括一个电流镜(包括QE，QF，QG，QH，RC，RD)，和差分高阻抗输出结点Z+和Z-。
因为电阻RA、RB的电阻值和输入设备QA和QB上的跨导(gm)很小，所以放大器的增益由电流源IA设置。然而，当电阻RA、RB的电阻值很大的时候，将在很宽的动态输入范围内影响放大器的线性工作，并且还需要一个很高的输入阻抗，输入级的gm对电流IA的敏感度趋向于稳定。更具体地说，对图1电路进行分析，得出图1放大器的低频、短路跨导(Gmo)的表达式为：
gmA，gmF，rπF和rbA都是混合π小信号等效电路中双极型三极管QA和QC的参数。由公式(3)可知，放大器的跨导增益大约等于(1/REE)，且与IA的值无关。很大的负反馈射极电阻REE是为了防止图1中放大器的增益被偏置IA所调整。如下所述，即使存在一个很大的负反馈射极电阻，本发明的跨导放大器中以调谐形式存在的中间增益级的gm可以通过调整调谐电流被控制。
图2(A)所示是根据本发明描述的放大器10的简化图。该放大器包括一个输入级，输入级中包括三极管Q1和Q2，它们的发射极与射极电阻REE和电容CEE相连接。如上所提到的，负反馈射极电阻REE是为了减小输出失真和输入阻抗的，并增加输入阻抗。在滤波器的放大器10中，在不同滤波器的通带频率内，电容CEE提供了一个端子以补偿变化的相位响应。差分输入电压(VIN+，VIN-)输入给三极管Q1和Q2，作为一个电压到电流的转换器。三极管Q1和Q2被电流源网络Q1’，Q2’，QB，和IB所偏置。
该放大器的共基极的共栅共源级包括三极管Q6和Q7。共栅共源级三极管Q6和Q7被电流源I4和I5所偏置，三极管Q8到Q11作为共栅共源级的有效负载。三极管的偏置电压VB1和VB2由偏置电路(未画出)提供，该偏置电路与过程和温度的变化相独立。
再次如图2(A)所示，该放大器包括一个调谐电路，其中包括一个由三极管Q1B和Q2B组成的中间增益级。中间增益级的三极管Q1B和Q2B耦合在差分输入级和共源共栅输出级之间。显而易见，PMOS的差分对Q1B、Q2B和共基极共源共栅三级管Q8、Q9，不同功能的跨导放大器由大小不同的电流ITUN所调谐。电流源12提供调谐电流ITUN，流向三极管Q1B和Q2B的共发射极结点，可以看出，电流源14和16分别占三极管Q1B和Q2B集电极电流ITUN的一半，这可以通过我们已知的传统晶体管基极调节电流源的方法来实现。
电流源I4、I5、I10和I11都被用来为三极管Q6到Q9提供固定的电流。根据本发明的规定，中间增益级的三极管Q1B和Q2B为放大器的跨导增益提供了调谐电流ITUN。这使得放大器可以通过调节调谐电流ITUN以接收很宽的动态范围的输入信号。
假设一个很大的(例如，5千欧)负反馈射极电阻REE，图2(A)所示放大器的短路跨导Gm可以表示为：Gm=VIN+IOUT+=REE1(1+gm6gm1B)=REE1(1+IBITUN)=Gmo(1+]]>IBITUN),]]>当ITUN＝0时，跨导Gm的只等于固定的值Gmo。
在工作中，调节电流ITUN的部分量，从电流源12分别流向中间增益级的每个三极管Q1B和Q2B，作为差分输入电压(VIN+，VIN-)的一个功能。当差分输入使得ITUN的整个电流都流经三极管Q1B的时候，根据三极管Q9发射极的KCL平衡方程可知：IEQ9s+2ITUN＝ITUN+IBIEQ9s＝IB-ITUN。
给三极管Q9加一个正向外加电压直到ITUN能够偏置IB。当三极管Q9截止的时候，当ITUN增加时，跨导没有变化。因此，Gm的值达到最大(即2Gmo)，当ITUN＝IB时，相当于线性调谐范围2∶1。当REE减小，IB增大时，Gm的最大值也随之增大，当REE增大，IB减小时，则反之。
如图2(B)所示，一个方框图OAT10表示一个积分器。在图2(B)中，调谐电流ITUN受调谐信号TC控制。图2(B)的集成电路和其他的集成电路是为了实现各种类型的连续时间有源滤波器，如图5所述的例子。电容性负载上的输出共源共栅级可以直观地看出由图2(B)中的CL1和CL2产生，同样，图2(A)中也有此虚拟的结构。
如图3(A)所示，是根据本发明描述的跨导放大器20的更详尽的图示。由图3(A)可知，Q1B和Q2B被调谐电路所产生的调谐电流所偏置，且调节电流源22，该调谐电路由三极管Q3B、Q19、Q22到Q25构成。在图3(A)中，三极管Q22到Q25和有源负载三极管Q8到Q11具有第一导电类型(即NPN)，PNP三极管Q19、Q3B和中间增益级的PNP三极管Q1B和Q2B具有相反地导电类型。
放大器输出结点26和28的共模输出端的稳定性是通过控制共模反馈回路24上Q4和Q5的偏置电压来实现的，图3(B)中已经画出。在图3(B)中，共模反馈回路24包括NPN双极型三极管Q14到Q17，PNP双极型三极管Q18-Q19。电流源I12和I13为差分对Q14-Q15和Q16-Q17提供了偏置电流。两个差分对Q14-Q15和Q16-Q17的差分电流都流入电流镜负载Q18-Q19，从Q18流出，以控制Q4-Q5的偏置。电阻R’EE尽量减小共模反馈回路24输出接点26和28上的负载，以及扩大共模反馈回路工作在线性区的范围。当输出接点26和28上的信号最大幅度的摆动时，应用于反馈回路24的共模参考电压VCM将被清零(VCM＝0)。分流电容C’EE加在差分对Q14-Q15和Q16-Q17之间，为共模反馈回路24提供稳定的高频。
如图4(A)所示，描述了根据本发明描述的一个运用在跨导放大器40上的互补双极技术(即BiCMOS)。放大器40是放大器30的改进，可以利用MOS晶体管实现差分输入级和有源负载。例如，差分输入级包括有电流源42和44所偏置的第一和第二NMOS晶体管M1和M2。有源电阻RSS与有源电容CS并联，有源端子与第一和第二NMOS晶体管M1和M2的端子相连接。
中间增益级包括一对PNP双极型三极管，图4(A)中被定义为QM1和QM2。如图4(A)所示，调谐电流I’TUN是由电流源52通过中间增益级的三极管QM1和QM2所提供的。电流ITUN/2是由电流源54和56通过中间增益级的三极管QM1和QM2所提供的。在输出级，一对PMOS三极管M4和M5为共基极共栅共源PNP双极型三极管Q’6和Q’7提供偏置电流。输出级的共栅共源结构驱动NMOS有源负载晶体管M8和M9，分别被电流源60和62所偏置。通过共模反馈回路(CMF)66附加在PMOS晶体管M4和M5上的门偏置电压可以稳定输出电压的共模分量VO+和VO-，这可以使偏执电流提供给共栅共源级的晶体管Q’6和Q’7。
如图4(B)所示，共模反馈回路(CMF)66包括一个PMOS晶体管M17，其漏极终端与PMOS晶体管M4和M5的门相连接。PMOS晶体管17和16构成一个电流镜，其漏极与NMOS差分晶体管对M12-M13和M14-M15相耦合。NMOS差分对被电流源70和72所偏置。如图4(B)所示，电阻RS1、RS2和电容CS1、CS2并联连接在NMOS差分对之间。CMF回路的稳定性是将差分接地的CMF的输出结点78经过电容CL1和CL2连接到CMF回路66的输入端来实现的。
图5所示是根据本发明要求的一个包括四个运算跨导放大器(OATs)81-84的典型的二阶滤波器80。二阶滤波器80可以被等效的使用，例如，RLC带通滤波器。这些作用很容易就能明白，本发明中OAT被用作连续时间有源滤波器(例如，切比雪夫和椭圆滤波器)。可以看出为OAT81加载输入电压(+Vi，-Vi)，在OAT84产生响应输出(+VO，-VO)。电容C1和C2的值，以及调谐电流控制信号TC是为了设置电流ITUN的大小，以达到理想滤波器的响应特征。
虽然本发明参考了一些发明的具体体现，但是这并不受本发明的限制。在技术上的各种修改并没有违背发明的范围和精神，这由权利要求所界定。