用于低功率负载的两线式调光开关的制造方法与工艺

用于低功率负载的两线式调光开关本发明的

背景技术：
本案是分案申请，本分案的母案是申请日为2012年9月13日、申请号为201280055749.5、发明名称是“用于低功率负载的两线式调光开关”的发明专利申请案。本发明的技术领域本申请是于2011年9月14日提交的、题为“用于低功率负载的两线式调光开关”的共同转让的美国专利申请No.13/232,344的部分继续申请，该专利申请是于2010年11月23日提交的、题为“用于低功率负载的两线式调光开关”的共同转让的美国专利申请No.12/952,920的部分继续申请，其要求于2009年11月25日提交的美国临时专利申请No.61/264,528以及于2010年5月10日提交的美国临时专利申请No.61/333,050的优先权益，这两个临时专利申请均题为“用于低功率负载的两线式模拟调光开关”，上述这些专利申请的全部公开内容通过引用的方式并入本申请中。技术领域本发明涉及一种用于控制传输到电气负载的功率大小的负载控制装置，并且更具体地讲，涉及一种用于控制低功率照明负载的强度的两线式模拟调光开关，这种负载例如具有发光二极管(LED)驱动电路的LED光源或者具有电子调光整流器的荧光灯。

背景技术：
现有的两线式调光开关以串联电气连接的方式耦合连接在交流(AC)电源与照明负载之间，用于控制从交流电源传递到照明负载的功率大小。一种壁挂两线式调光开关被适配安装在标准的电墙盒中，并且包括两个负载端：一个热端被适配成耦合连接到交流电源的高电位侧，以及一个调光的热端被适配成耦合连接到所述的照明负载。换句话讲，两线式调光开关不需要连接到交流电源的中性线端(即，该负载控制设备是一种“两线式”设备)。现有技术的“三路”调光开关可以用于三路照明系统中，并且包括至少三个负载端，但是不需要连接到交流电源的中性线端。典型地，调光开关包括双向半导体开关，例如，晶闸管(例如，三端双向可控硅开关元件)或反串联连接的场效应晶体管(FETS)。所述双向半导体开关串联耦合连接在交流电源与负载之间，并且被控制成在交流电压的半周期的部分导通和不导通，由此来控制传输到该电气负载的功率大小。一般来讲，调光开关可使用前锋相位控制调光技术亦或反向相位控制调光技术来控制何时使所述双向半导体开关呈现导通和不导通，由此控制传输到负载的功率。调光开关可以包括一拨动切换器，用于点亮和断开照明负载；以及包括一强度调节器，用于调节照明负载的光强。现有技术的调光开关的实例在以下文献中有更详细地描述，详见于1993年9月29日公开的、题为“照明控制装置”的共同转让的美国专利No.5,248,919；于2005年11月29日公开的、题为“电子控制系统与方法”的美国专利No.6,969,959；以及于2010年3月30日公开的、题为“用于具有三路开关照明电路的调光开关”的美国专利No.7,687,940，上述这些专利的公开内容通过引用的方式并入本申请中。在使用前锋相位控制调光时，所述的双向半导体开关在每个交流线电压半周期内的某个点呈现导通，并且保持导通状态直到接近下一个电压过零点，使得双向半导体开关在每个半周期内导通一定的导通时间。过零点被定义为在每个半周期开始时交流线电压从正极过渡到负极或者从负极过渡到正极的时间。前锋相位控制调光通常用于控制传输到电阻性负载或电感性负载的能量，这些负载可以包括例如白炽灯或磁性低压变压器。前锋相位控制调光开关的双向半导体开关通常采用晶闸管，例如，三端双向可控硅开关元件或耦合成反并联连接的两个可控硅整流器(SCRS)，因为当通过晶闸管的电流的幅值减小到接近零安培时，该晶闸管变成不导通。许多前锋相位控制调光器包括模拟控制电路(例如，定时电路)，用于控制何时该晶闸管在交流电源的每个半周期呈现导通。典型地，此类模拟控制电路包括一电位器，可以响应于用户操作例如线性滑块控件或旋钮所提供的输入进行调节，以便控制传输到照明负载的功率大小。典型地，模拟控制电路与晶闸管并联连接,并且当晶闸管处于非导通状态时，传导一小的定时电流流过照明负载，该定时电流的幅值足够小，以使得当照明负载断开时受控的照明负载不会产生人眼容易发现的照明。典型地，晶闸管的特征在于具有一额定锁存电流和一额定保持电流，并且包括两个主负载端以及一个控制端(即，栅极)。流过晶闸管的主端的电流必须大于所述的锁存电流，以使晶闸管变成完全导通。此外，流过晶闸管的主端的电流必须保持在所述的保持电流以上，以使晶闸管保持完全导通。由于白炽灯是电阻式照明负载，所以典型的前锋相位控制调光开关是可调节的，以便当白炽灯的阻抗足够低时可导通足够的电流通过白炽灯，以超过晶闸管的额定锁存电流和保持电流。因此，现有技术的前向控制调光开关一般适合为其额定功率在最小额定功率(例如，大约40W)以上的照明负载工作，以保证晶闸管当对照明负载进行调光时能够锁存并且保持在锁存状态。一些现有的调光开关包括两个相互连接在一起的三端双向可控硅开关元件，以三端双向可控硅开关元件的额定锁存电流和保持电流有关的一些需要克服的问题参见于1990年9月4日公布的、题为“两线式电压调光”的共同转让的美国专利No.4,954,768，其中有更为详细的描述。这种现有的调光开关可以包括第一和第二三端双向可控硅开关元件，前者的特征在于具有低额定功率以及低锁存电流和保持电流，而第二三端双向可控硅开关元件的特征在于具有高额定功率和高锁存电流和保持电流。第一三端双向可控硅开关元件的主负载端被耦合连接在该主负载端之一和第二三端双向可控硅开关元件的栅极之间。此外，一电阻器耦合连接在另一个主负载端与第二三端双向可控硅开关元件的栅极之间。如果负载电流的幅值较小，那么当一个脉冲电流流过栅极时第一三端双向可控硅开关元件呈现导通并保持锁存直到负载电流的幅值降低到第一三端双向可控硅开关元件的保持电流以下(即，在半周期的末端)。如果负载电流的幅值较大，那么第一三端双向可控硅开关元件传导一个栅极电流脉冲流过第二三端双向可控硅开关元件的栅极，以使第二三端双向可控硅开关元件呈现导通，并且第二三端双向可控硅开关元件传导所述负载电流。由于第一三端双向可控硅开关元件两端的电压在第二三端双向可控硅开关元件导通时降低到大约为零伏特，所以第一三端双向可控硅开关元件在第二三端双向可控硅开关元件导通之后变成不导通。第二三端双向可控硅开关元件保持导通状态直到负载电流的幅值降低到第二三端双向可控硅开关元件的保持电流以下(即，在半周期的末端)。在使用反向相位控制调光时，双向半导体开关在交流线电压的过零点时呈现导通，并在交流线电压的每个半周期内的某一点呈现非导通，使得双向半导体开关在每个半周期内导通一定的导通时间。反向相位控制调光通常用于控制传输到电容式负载的能量，此类负载可以包括例如电子式低压变压器。由于在半周期开始时必须使双向半导体开关导通，并且必须能够在这个半周期内使其不导通，所以反向相位控制调光需要调光开关具有两个反串联的FETS等。每个FET是可操作的，以独立于流过FET的电流的幅值被导通并且保持导通状态。换句话讲，每个FET因为是晶闸管，它不受额定锁存或保持电流的限制。然而，现有的反向相位控制调光开关需要连接中性线和/或先行控制FETS操作的控制电路(例如，微处理器)。为了给微处理器供电，调光开关还必须包括电源，所述电源通常与FETS并联。这些先行的控制电路和电源增加了现有的基于FET的反向相位控制调光开关的成本(与模拟式前锋相位控制调光开关相比而言)。另外，为了适当的充电，在许多情况下，甚至当照明负载断开时，这种两线式调光开关的电源必须提供在电源两端的一定量的电压，并且必须传导从交流电源通过电力负载的充电电流。如果照明负载的额定功率太低，那么当照明负载断开时，从电源流过照明负载的充电电流会足够大，以使照明负载产生人眼易见水平的照明。因此，现有的基于FET的反向相位控制调光开关通常额定为适合与额定功率在最小额定功率以上的照明负载工作，以保证照明负载断开时，照明负载不会由于电源电流而产生人眼易见的水平的照明。某些现有的负载控制设备包括仅仅提供小电压并当充电时抽取小电流的电源，使得控制照明负载的最小额定功率可以低至10W。这种电源的一个实例在2010年3月31日提交的、题为“低功率负载的智能电子开关”的共同转让的美国专利申请No.12/751,324中有更加详细的描述，该申请的全部内容通过引用的方式并入本申请中。然而，与通过现有技术的前锋相位和反向相位控制调光开关进行控制的电气负载的功率大小相比，人们希望能够以更低的额定功率来控制电气负载的功率大小。为了节省能量，人们使用比如像紧凑型荧光灯(CFLs)和发光二极管(LED)光源的高效率照明负载来代替或替换常规的白炽灯或卤素灯。高效率光源通常比白炽灯和卤素灯消耗更少的功率并具有更长的使用寿命。为了适当的照明，必须将一种负载调节装置(例如，电子调光镇流器或LED驱动器)耦合连接在交流电源与各个高效率光源(即，紧凑型荧光灯或LED光源)之间，用于调节供应到高效率电源的功率。控制高效率光源的调光开关可以串联耦合在交流电源与用于高效率光源的负载控制设备之间。一些高效率照明负载与所述负载调节装置一体地容纳在单个壳体中。这种壳体可以具有允许机械连接到标准的螺口式灯头的螺口式底座，并且提供电气连接到交流电源的中性线端、交流电源的高电位侧亦或调光开关的调光的热端(例如，用于接收相位控制电压)。负载调节电路是可操作的，以响应于调光开关的双向半导体开关的导通时间，来控制高效率光源的强度到所需的强度。然而，高效率光源的负载调节装置可以具有高输入阻抗或者具有在整个半周期中幅值变化的输入阻抗。因此，当现有的前锋相位控制调光开关连接在交流电源与用于高效率光源的负载调节装置之间时，负载控制装置不能提供足够的大于晶闸管的额定锁存电流和/或保持电流的电流。此外，当现有的反向相位控制调光开关连接在交流电源与负载调节装置之间时，电源的充电电流的幅值可以足够大，以使当光源应当断开时，负载调节装置使受控的高效率光源产生人眼易见的水平的照明。负载调节装置的阻抗特性会对由该负载调节装置所接收的相位控制电压的幅值产生不利地影响，使所接收的相位控制电压的通电时间不同于该调光开关的双向半导体开关的实际导通时间(例如，如果负载调节装置具有电容式阻抗)。因此，负载调节装置可以控制高效率光源的强度到与调光开关所指示的期望的强度不同的强度。此外，调光开关的电源的充电电流可以在具有电容性输入阻抗的负载调节装置的输入建立充电，因此可以实现上述不利影响的低端强度。因此，人们需要这样一种两线式负载控制装置，它能够耦合连接在交流电源与用于高效率光源的负载调节装置之间，并且能够适当地控制所述的高效率光源的强度。

技术实现要素：
本发明提供一种“两线式”负载控制装置，例如用于低功率照明负载的调光开关，这种负载如具有LED驱动电路的发光二极管(LED)灯或者具有电子调光整流器的紧凑型荧光灯。与现有技术的调光开关相比，所述调光开关能够合适的控制更宽种类的多种灯以及更简单且更廉价的灯。所述调光开关提供一种不受灯的特性影响的纯相位切换波形，这使灯的工作性能得以改进。所述调光开关具有改善的抗干扰性并在更广泛的装置中工作良好，因为所述调光开关对由电路上其他调光开关可能产生的串音的敏感性较低。所述调光开关可以是用于提供先进的特征和功能的“智能”调光开关，例如，采用可调节所述调光开关的工作特性的先进的编程模式，当与LED和CFL照明负载一起工作时，可改善所述调光开关的性能。根据本发明的一实施例，一种用于控制从交流电源传输到电气负载的功率大小的负载控制装置包括一晶闸管、一栅极耦合电路和一控制电路。所述晶闸管具有第一和第二主负载端以及传导栅极电流以激励所述晶闸管导通的栅极，所述第一和第二主负载端被适配成以串联电气连接的方式耦合连接在所述交流电源与所述电气负载之间，用于从所述交流电源传导负载电流到所述电气负载，并且所述晶闸管的特征是具有额定保持电流。所述栅极耦合电路将栅极电流通过所述晶闸管的所述栅极进行传导。所述控制电路是可操作的，以使所述可控开关电路导通，并且控制所述栅极耦合电路传导所述栅极电流，致使所述晶闸管在所述交流电源的半周期中在点火时间导通。所述控制电路继续控制所述栅极耦合电路，使得所述栅极耦合电路能够在所述点火时间之后再次传导所述栅极电流。所述栅极耦合电路被阻止在太靠近所述半周期的末段传导所述栅极电流，以防止所述双向晶闸管在下一个半周期的开头被导通。所述栅极耦合电路还可操作地用于传导所述负载电流，使得所述晶闸管和所述栅极耦合电路的组合可被可操作用于传导所述负载电流流过所述负载，而不受所述晶闸管的所述额定保持电流的影响。所述负载控制装置还包括一可控开关电路，它耦合连接在所述栅极耦合电路与所述晶闸管的所述栅极之间，用于在所述可控开关电路导通时传导所述栅极电流。所述控制电路可操作的，以使所述可控开关电路导通，并且触发所述栅极耦合电路传导所述栅极电流，致使所述晶闸管在所述交流电源的半周期中在点火时间导通。所述控制电路在所述半周期结束之前致使所述可控开关电路不导通，使得所述栅极耦合电路无法通过所述晶闸管的所述栅极传导所述栅极电流。此外，本文中还描述了一种负载控制电路，用于控制从交流电源传输到电气负载的功率大小。所述负载控制电路包括一晶闸管，它具有用于传导栅极电流以使所述晶闸管导通的栅极；一栅极耦合电路，耦合连接以传导栅极电流通过所述晶闸管的栅极；以及一可控开关电路，耦合连接在所述栅极耦合电路与所述晶闸管的栅极之间，用于在所述可控开关电路导通时传导所述栅极电流。所述可控开关电路被导通且所述栅极耦合电路被导通，以传导所述栅极电流，因而在所述交流电源的半周期中在点火时间使所述晶闸管导通。所述栅极耦合电路维持导通，使得所述栅极耦合电路能够在所述点火时间之后再次传导所述栅极电流。所述可控开关电路在所述半周期结束之前变为不导通，使得所述栅极耦合电路无法传导所述栅极电流通过所述晶闸管的所述栅极。根据本发明的另一方面，一种用于控制从交流电源传输到电气负载的功率大小的负载控制装置包括一晶闸管，具有用于传导栅极电流以使所述晶闸管导通的栅极；一栅极耦合电路，包括两个MOS(金属氧化物半导体)-门控晶体管，它们以反串联连接的方式可操作地耦合连接在所述第一主负载端与所述晶闸管的栅极之间，用于当MOS-门控晶体管的反串联组合导通时，传导所述栅极电流通过所述晶闸管的栅极。所述负载控制装置还包括一控制电路，它可操作的激励所述MOS-门控晶体管的反串联组合传导所述的栅极电流，因而使所述晶闸管在所述交流电源的半周期中在点火时间导通。所述控制电路是可操作的，以使所述MOS-门控晶体管的反串联组合保持导通，以在所述点火时间之后并在所述半周期结束之前再次传导所述栅极电流。根据本发明的另一个实施例，一种用于控制从交流电源传输到电气负载的功率大小的负载控制装置包括一晶闸管，具有用于传导栅极电流以使所述晶闸管导通的栅极，并且特征在于具有额定保持电流；以及一栅极耦合电路，耦合连接以传导栅极电流通过所述晶闸管的栅极，并且在所述负载电流的幅值低于所述晶闸管的所述额定保持电流时传导所述负载电流。所述负载控制装置进一步包括一控制电路，所述控制电路是可操作的，以使所述栅极耦合电路传导所述栅极电流，因而使所述晶闸管在所述交流电源的半周期中在点火时间导通。所述控制电路继续控制所述栅极耦合电路，使得所述栅极耦合电路能够在所述点火时间之后再次传导所述栅极电流。根据本发明的另一方面，一种用于控制从交流电源传输到电气负载的功率大小的负载控制装置包括一双向半导体开关，它被适配成以串联电气连接的方式耦合连接在所述交流电源与电气负载之间，用于从交流电源传导负载电流到电气负载；还包括一用于接收用户输入的致动器，以及一可操作的控制电路，它响应于所述致动器的动作，使所述负载控制装置在低功率模式中工作，其中所述控制电路在低功率模式中可禁用所述负载控制装置的一个或多个电路。所述双向半导体开关是可操作的导通并且保持导通状态，并且该操作与流过该半导体开关的负载电流的幅值无关。所述控制电路的耦合连接将控制电流传导流过所述电气负载，并且响应于致动器的动作产生一驱动信号，用于控制所述双向半导体开关导通和不导通。一种负载控制装置，用于控制从交流电源传输到电气负载的功率大小，所述负载控制装置包括：晶闸管，具有第一和第二主负载端，该晶闸管以串联电气连接的方式耦合连接在所述交流电源与所述电气负载之间，用于将负载电流从所述交流电源传导到所述电气负载，所述晶闸管具有栅极，用于传导栅极电流以驱动所述晶闸管导通；栅极耦合电路，耦合连接以传导所述栅极电流流过所述晶闸管的所述栅极；可控开关电路，耦合连接在所述栅极耦合电路与所述晶闸管的所述栅极之间，用于在所述可控开关电路导通时传导所述栅极电流；以及控制电路，可操作的使所述可控开关电路导通和控制所述栅极耦合电路引发栅极耦合电路向晶闸管传导所述栅极电流，以使所述晶闸管在所述交流电源的半周期期间在点火时间变为导通，所述控制电路继续控制所述栅极耦合电路，使得所述栅极耦合电路能够在所述点火时间之后再次传导所述栅极电流，所述控制电路使所述可控开关电路在所述半周期末之前变为不导通，以使所述栅极耦合电路在所述可控开关电路变成不导通之后，无法传导所述栅极电流流过所述晶闸管的所述栅极。本发明可具体采用如下方案：其中,所述栅极耦合电路包括以反串联连接方式耦合连接在所述晶闸管的第一主负载端与所述栅极之间的两个MOS-门控晶体管。所述晶闸管是可操作的，以在所述控制电路使所述可控开关电路变成不导通之后关闭换向，并且在所述半周期的剩余部分中保持不导通。当所述可控开关电路不导通时，所述MOS-门控晶体管的反串联组合是可操作的，以在所述晶闸管变成不导通之后传导所述负载电流。所述可控开关电路包括带有一输入光电二极管的光电耦合器，所述输入光电二极管可操作的从所述控制电路接收开关控制电压，所述可控开关电路响应于所述光电耦合器的一输出光电晶体管的驱动呈现导通和不导通。所述MOS-门控晶体管可包括MOSFETS。所述栅极耦合电路包括一个用于从所述控制电路接收驱动信号的控制输入，当所述MOSFETS在所述点火时间被导通时，所述控制输入传导为所述MOSFETS的各栅极的输入电容充电所需的电流量，所述的电流量具有很小的幅值，使得所述栅极耦合电路从所述控制输入传导大致为非净平均值的电流。所述晶闸管包括三端双向可控硅开关元件。所述控制电路产生由所述栅极耦合电路所接收的两个驱动信号，用于独立地驱动所述的MOS-门控晶体管。第一个所述MOS-门控晶体管在当前半周期末之前呈现不导通，以在下一个半周期开头时阻挡电流，并且第二个所述MOS-门控晶体管在当前半周期末之后不导通以传导电流直到所述半周期末。其中所述的每个MOS-门控晶体管在所述点火时间都呈现导通。所述控制电路包括微处理器。所述控制电路包括电源，用于产生直流电源电压，以对所述控制电路供电并致使所述的MOS-门控晶体管导通。所述电源电压是可操作的，以通过所述负载传导充电电流，从而产生直流电源电压。进一步,接地端，被适配成耦合连接到接地；其中，所述电源电压是可操作的，以通过所述负载传导充电电流，从而产生直流电源电压。其中控制电路控制驱动电压，导致栅极耦合电路传导栅极电流，从而使晶闸管在点火时间呈现导通，这是通过将所述驱动电压的幅值拉升到大致高于所述MOS-门控晶体管的额定栅极阈值电压，以使所述MOS-门控晶体管的反串联组合呈现导通来实现的，所述控制电路通过在所述半周期的大致剩余部分中从所述点火时间将所述驱动电压的幅值维持在所述栅极阈值电压之上来控制所述栅极耦合电路，使其在所述半周期的大致剩余部分中从所述点火时间起的任何时间能传导所述的栅极电流。所述控制电路是可操作的，以产生用于控制所述栅极耦合电路的单个驱动电压。所述控制电路是可操作的，以产生用于控制所述栅极耦合电路的单个驱动电压。所述MOS-门控晶体管可以包括IGBTS。所述控制电路是可操作的，以在所述点火时间之后和在所述半周期末之前的一个第二时间致使所述可控开关电路不导通，以防止所述栅极耦合电路传导所述栅极电流，并且允许所述晶闸管变成不导通，由此所述栅极耦合电路能够在所述点火时间与所述第二时间之间的任何时间传导所述栅极电流。其中所述第二时间出现在所述半周期末附近。所述栅极耦合电路是可操作的，以当所述晶闸管在所述第二时间之后变成不导通时可传导所述负载电流。本发明的另一种方案：一种负载控制电路，用于控制从交流电源传输到电气负载的功率大小到所要求的功率大小，所述负载控制电路包括：晶闸管，具有第一和第二主负载端，该晶闸管以串联电气连接的方式耦合连接在所述交流电源与所述电气负载之间，用于从所述交流电源传导负载电流到所述电气负载，所述晶闸管具有栅极，用于传导栅极电流以致使所述晶闸管导通；栅极耦合电路，耦合连接以传导所述栅极电流流过所述晶闸管的所述栅极；可控开关电路，耦合连接在所述栅极耦合电路与所述晶闸管的所述栅极之间，用于在所述可控开关电路导通时传导所述栅极电流；其中所述的可控开关电路被导通，并且所述栅极耦合电路被导通，以传导所述栅极电流，以便在所述交流电源的半周期期间的点火时间致使所述晶闸管导通，所述栅极耦合电路维持导通，使得所述栅极耦合电路能够在所述半周期中的所述点火时间之后再次传导所述栅极电流，所述可控开关电路在所述半周期末之前不导通，使得所述栅极耦合电路无法传导所述栅极电流流过所述晶闸管的所述栅极。其可具体采用如下方案：所述栅极耦合电路包括以反串联连接方式耦合连接在所述晶闸管的第一主端与所述栅极之间的两个MOS-门控晶体管。所述晶闸管是可操作的，以在所述控制电路使所述可控开关电路变成不导通之后关闭换向，并且在所述半周期的剩余部分中保持不导通。当所述可控开关电路不导通时，所述MOS-门控晶体管的反串联组合是可操作的，以在所述晶闸管变成不导通之后传导所述的负载电流。所述可控开关电路包括带有一输入光电二极管的光电耦合器，所述输入光电二极管可操作以接收开关控制电压，所述可控开关电路响应于所述光电耦合器的一个输出光电晶体管的驱动呈现导通和不导通。本发明的另一种方案：一种负载控制装置，用于控制从交流电源传输到电气负载的功率大小，所述负载控制装置包括：晶闸管，具有第一和第二主负载端，被适配成以串联电气连接的方式耦合连接在所述交流电源与所述电气负载之间，用于从所述交流电源传导负载电流到所述电气负载，所述晶闸管具有栅极，用于传导栅极电流以驱动所述晶闸管导通，并且其特征在于一额定保持电流；栅极耦合电路，耦合连接以传导所述栅极电流流过所述晶闸管的所述栅极；以及控制电路，可操作的使所述可控开关电路导通，并且控制所述栅极耦合电路以传导所述栅极电流，因而在所述交流电源的半周期中的点火时间致使所述晶闸管导通，所述控制电路继续控制所述栅极耦合电路，使得所述栅极耦合电路能够在所述点火时间之后再次传导所述栅极电流；其中所述栅极耦合电路被阻止在太靠近所述半周期末传导所述栅极电流，以防止所述晶闸管从下一个半周期开头时呈现导通，所述栅极耦合电路还可操作以传导所述负载电流，使得所述晶闸管和所述栅极耦合电路的组合是可操作的，以独立于所述晶闸管的所述额定保持电流来传导所述负载电流流过所述负载。其可具体采用如下方案：可控开关电路，耦合连接在所述栅极耦合电路与所述晶闸管的所述栅极之间，用于在所述可控开关电路导通时传导所述栅极电流；其中所述控制电路是可操作的，以驱动所述可控开关电路导通，并且导致所述栅极耦合电路传导所述栅极电流，因而在所述交流电源的半周期中的点火时间致使所述晶闸管呈现导通，所述控制电路在所述半周期末之前使所述可控开关电路变为不导通，使得所述栅极耦合电路无法通过所述晶闸管的所述栅极传导所述栅极电流。其中所述栅极耦合电路包括以反串联连接方式耦合连接在所述晶闸管的第一主端与所述栅极之间的两个MOS-门控晶体管。其中所述晶闸管是可操作的，以在所述控制电路导致所述可控开关电路变成不导通之后关闭换向，并且在所述半周期的剩余部分中保持不导通。其中，当所述可控开关电路不导通时，所述MOS-门控晶体管的反串联组合是可操作的，以在所述晶闸管变成不导通之后传导所述负载电流。其中所述可控开关电路包括带有一输入光电二极管的光电耦合器，所述输入光电二极管可操作的从所述微处理器接收开关控制电压，所述可控开关电路响应于所述光电耦合器的一输出光电晶体管的驱动呈现导通和不导通。此外，所述栅极耦合电路电线耦合连接在所述晶闸管的第一主负载端与所述可控开关电路之间，所述负载控制装置进一步包括：电阻器，耦合连接在所述栅极耦合电路与所述晶闸管的第二主负载端的交界处之间，用于在所述晶闸管不传导所述负载电流时传导所述负载电流。本发明的另一种方案：一种负载控制装置，用于控制从交流电源传输到电气负载的功率大小，所述负载控制装置包括：晶闸管，具有第一和第二主负载端，该晶闸管以串联电气连接的方式耦合连接在所述交流电源与所述电气负载之间，用于将负载电流从所述交流电源传导到所述电气负载，所述晶闸管具有栅极，用于传导栅极电流以驱动所述晶闸管导通；栅极耦合电路，包括以反串联连接的方式耦合连接在所述晶闸管的所述第一主负载端与所述栅极之间的两个MOS-门控晶体管，用于当所述MOS-门控晶体管的反串联组合导通时传导所述栅极电流流过所述晶闸管的所述栅极；以及控制电路，可操作的以通过所述MOS-门控晶体管的所述反串联组合传导所述栅极电流，从而在所述交流电源的半周期中的点火时间致使所述晶闸管变为导通；其中所述控制电路是可操作的，以使所述MOS-门控晶体管的所述反串联组合保持导通，以在所述点火时间之后和在所述半周期末之前再次传导所述栅极电流。其中可进一步包括：至少一个致动器，用于接收用户输入；所述控制电路是可操作的，响应于所述致动器的动作，使所述负载控制装置在低功率模式中工作，所述控制电路是可操作的，以在所述低功率模式中禁用所述负载控制装置的一个或多个电路。还可进一步包括：至少一个视觉指示器，用于显示反馈信息给所述负载控制装置的用户；其中所述控制电路是可操作的，以当所述负载工作时点亮所述的视觉指示器，并且当所述负载断开时关闭所述的视觉指示器。和/或进一步包括：射频通信电路，用于发送和/或者接收射频信号；其中所述控制电路是可操作的，以当所述负载工作时启用所述射频通信电路，并且当所述负载断开时禁用所述射频通信电路。和/或进一步包括：射频通信电路，用于发送和/或者接收射频信号；其中所述控制电路是可操作的，以增加所述射频通信电路的采样周期，使得所述射频通信电路唤醒更小的频率来对射频能量进行采样。此外，所述控制电路可包括微处理器，用户可操作的使用所述调光开关的预设的编程模式，使所述调光开关进入所述低功率模式。所述控制电路产生由所述栅极耦合电路所接收的两个驱动电压，用于独立地驱动所述的MOS-门控晶体管。其中第一个所述MOS-门控晶体管在当前半周期末之前呈现不导通，以在下一个半周期开头时阻挡电流，并且第二个所述MOS-门控晶体管在传导电流的当前半周期末之后呈现不导通，直到所述半周期末。其中所述MOS-门控晶体管在所述点火时间都变为导通。所述控制电路是可操作的，以产生用于控制所述栅极耦合电路的单个驱动电压。其中所述控制电路通过将所述驱动电压的幅值拉升到大致在所述MOS-门控晶体管的栅极阈值电压之上，使所述MOS-门控晶体管的所述反串联组合变为导通来控制所述驱动电压，以驱动所述栅极耦合电路传导所述栅极电流，因而致使所述晶闸管在所述点火时间导通，所述控制电路通过在所述半周期的大致剩余部分中从所述点火时间起将所述驱动电压的幅值维持在所述栅极阈值电压之上来控制所述驱动电压，以允许所述栅极耦合电路在所述半周期的大致剩余部分中的从所述点火时间起的任何时间可传导所述栅极电流。所述栅极耦合电路包括两个栅极电阻器，每个所述栅极电阻器与对应的一个所述MOSFET的栅极串联，所述栅极电阻器在所述栅极耦合电路的所述控制输入耦合连接在一起，用于接收所述驱动电压。所述的负载控制装置，进一步包括：可控开关电路，耦合连接在所述栅极耦合电路与所述晶闸管的所述栅极之间，用于在所述可控开关电路导通时传导所述栅极电流；其中所述控制电路是可操作的，以使所述可控开关电路呈现导通，并且使所述栅极耦合电路传导所述栅极电流，因而在所述交流电源的半周期中的点火时间致使所述晶闸管呈现导通，所述控制电路在所述半周期末之前致使所述可控开关电路呈现不导通，使得所述栅极耦合电路无法传导所述栅极电流流过所述晶闸管的所述栅极。其中所述晶闸管是可操作的，以在所述控制电路导致所述可控开关电路变成不导通之后关闭换向，并且在所述半周期的剩余部分中保持不导通。当所述可控开关电路不导通时，所述MOS-门控晶体管都是可操作的，以在所述晶闸管变成不导通之后，传导所述负载电流。所述MOS-门控晶体管包括MOSFETS，并且所述晶闸管包括三端双向可控硅开关元件。所述栅极耦合电路包括用于接收驱动信号的控制输入，当两个所述MOS-门控晶体管的所述反串联组合在所述点火时间导通时，所述控制输入传导适于给所述MOS-门控晶体管的所述栅极的输入电容充电的电流量，所述的电流量具有很小的幅值，使得所述栅极耦合电路流经所述控制输入的电流为大致非净平均电流。所述栅极耦合电路包括用于接收驱动信号的控制输入，所述栅极耦合电路通过所述控制输入传导的平均电流小于1微安，以便维持所述MOS-门控晶体管导通，使得所述MOS-门控晶体管的所述反串联组合在所述点火时间与所述第二时间之间的任何时间能传导所述栅极电流。本发明的另一种方案：一种负载控制装置，用于控制从交流电源传输到电气负载的功率大小，所述负载控制装置包括：晶闸管，具有第一和第二主负载端，该晶闸管以串联电气连接的方式耦合连接在所述交流电源与所述电气负载之间，用于将负载电流从所述交流电源传导到所述电气负载，所述晶闸管具有栅极，用于传导栅极电流以驱动所述晶闸管导通，并且其特征在于一额定保持电流；栅极耦合电路，耦合连接以传导所述栅极电流流过所述晶闸管的所述栅极；以及控制电路，耦合连接以可操作的致使所述栅极耦合电路传导所述栅极电流，因而在所述交流电源的半周期中的点火时间致使所述晶闸管导通，所述控制电路继续控制所述栅极耦合电路，使得所述栅极耦合电路能够在所述点火时间之后再次传导所述栅极电流；其中所述栅极耦合电路还可操作的，以当所述负载电流的幅值低于所述晶闸管的所述额定保持电流时传导所述负载电流。其具体方案可以是：可控开关电路，耦合连接在所述栅极耦合电路与所述晶闸管的所述栅极之间，用于当所述可控开关电路呈现导通时传导所述栅极电流。其中所述栅极耦合电路包括两个MOS-门控晶体管，它们以反串联连接方式耦合连接在所述晶闸管的第一主端与所述栅极之间。其中所述晶闸管是可操作的，以在所述控制电路导致所述可控开关电路变成不导通之后关闭换向，并且在所述半周期的剩余部分中保持不导通。其中，当所述可控开关电路处于不导通时，所述MOS-门控晶体管的所述反串联组合是可操作的，以在所述晶闸管变成不导通之后传导所述负载电流。此外，所述栅极耦合电路电气耦合连接在所述晶闸管的第一主负载端与所述可控开关电路之间，所述负载控制装置进一步包括：一电阻器，耦合连接在所述栅极耦合电路与所述晶闸管的第二主负载端的交界处之间，用于在所述晶闸管不传导所述负载电流时传导所述负载电流。本发明的另一种方案：一种负载控制电路，用于控制从交流电源传输到电气负载的功率大小，所述负载控制电路包括：晶闸管，具有第一和第二主负载端，该晶闸管以串联电气连接的方式耦合连接在所述交流电源与所述电气负载之间，用于将负载电流从所述交流电源传导到所述电气负载，所述晶闸管具有栅极，用于传导栅极电流以驱动所述晶闸管导通，并且其特征在于一额定保持电流；以及栅极耦合电路，耦合连接以传导所述栅极电流流过所述晶闸管的所述栅极，因而在所述交流电源的半周期中的点火时间致使所述晶闸管导通，所述栅极耦合电路维持导通，使得所述栅极耦合电路能够在所述点火时间之后再次传导所述栅极电流；其中所述栅极耦合电路还可操作的在所述负载电流的幅值低于所述晶闸管的所述额定保持电流时传导所述负载电流。从参照附图的本发明的以下描述，本发明的其他方面和优点会变得易于明白。附图说明现在将在参照附图的以下具体描述中进一步详细描述本发明，附图中：图1是根据本发明的第一实施例用于控制LED光源的强度的包括两线式模拟调光开关的照明控制系统的简化方框图；图2是根据本发明的第一实施例的图1的调光开关的简化方框图；图3A和图3B是根据本发明的第一实施例的图1的调光开关的操作的示例波形；图4是根据本发明的第一实施例的图2的调光开关的简化示意图；图5是图2的调光开关的定时电路的简化示意图；图6是根据本发明的第二实施例的调光开关的简化示意图；图7是根据本发明的第二实施例的图6的调光开关的操作的实例波形；图8是根据本发明的第三实施例的调光开关的简化示意图；图9是根据本发明的第四实施例的反向相位控制调光开关的简化方框图；图10是展示根据本发明的第四实施例的图9的调光开关的操作的波形实例的简化定时图；图11是根据本发明的第四实施例的图9的调光开关的简化示意图；图12是根据本发明的一替代实施例的调光开关的简化示意图；图13是根据本发明的第五实施例的调光开关的简化示意图；图14是展示根据本发明的第五实施例的图13的调光开关的操作的波形实例的简化定时图；图15是根据本发明的第六实施例的调光开关的简化示意图；图16是根据本发明的第七实施例的调光开关的简化示意图；图17是根据本发明的第八实施例的调光开关的简化示意图；图18是根据本发明的第九实施例的具有数字控制电路的调光开关的简化示意图；图19是根据本发明的第九实施例的由图18的调光开关的微处理器所执行的开关程序的简化流程图；图20是根据本发明的第九实施例的由图18的调光开关的微处理器周期性执行的控制程序的简化流程图；图21是根据本发明的第十实施例的调光开关的简化示意图；图22是图21的调光开关的一部分的简化示意图，示出了第一和第二栅极驱动电路以及可控开关电路的更多细节；图23是展示根据本发明的第十实施例的图21的调光开关的操作的实例波形；及图24是根据本发明的第十一实施例的调光开关的简化方框图。具体实施方式结合附图可以更好地理解以下概述以及优选实施例的以下详细描述。出于说明本发明的目的，附图中以优选方式示出了实施例，其中在附图的几个视图中相同的附图标记表示相似的零件，然而，应当理解，本发明不限于所公开的具体方法和实施手段。图1是一照明控制系统10的简化方框图，它包括用于控制传输到高效率照明负载101的功率大小的“两线式”调光开关100，所述负载包括一负载调节装置，例如发光二极管(LED)驱动器102，以及高效率光源，例如，LED光源104(或“光引擎”)。调光开关100具有一个耦合连接到交流(AC)电源105上用于接收交流主线电压VAC的热端H，以及一个耦合连接到LED驱动器102的调光的热端DH。调光开关100不需要直接连接到交流电源105的中性线端N。调光开关100在所述的调光的热端DH产生相位控制电压VPC(例如，调光热电压)，并且传导负载电流ILOAD流过LED驱动器102。调光开关100可以使用前锋相位控制调光技术亦或使用反向相位控制调光技术来产生所述的相位控制电压VPC。本文所述的“两线式”调光开关或负载控制装置不需要与交流电源105的中性线端N建立直接的连接。换句话讲，所有通过两线式调光开关传导的电流还必须流过负载。两线式调光开关可以仅仅具有两个端子(即，热端H和调光的热端DH，如图1所示)。可替代地，两线式调光开关(如本文所述)可以包括三路调光开关，该三路调光开关可以用于三路照明系统并且具有至少三个负载端子，但是不需要中性线连接。此外，两线式调光开关可以包括一额外连接，提供与远程控制装置(用于遥控所述调光开关)的通信，但是不要求将调光开关直接连接到中性线端。LED驱动器102和LED光源104两者可以被包括在一个单个壳体中，例如，有适于连接到标准螺口式灯头的螺口式底座的壳体。当LED驱动器102与LED光源104被包括在单个壳体中时，LED驱动器仅仅具有两个电连接：一个是到调光开关100的电连接，用于接收相位控制电压VPC；另一个是到交流电源105的电连接。LED驱动器102包括整流桥电路106，该桥电路接收相位控制电压VPC并产生流过总线电容器CBUS的总线电压VBUS。LED驱动器102进一步包括负载控制电路107，该负载控制电路接收总线电压VBUS并响应于相位控制信号VPC来控制LED光源104的强度。特别地，LED驱动器102的负载控制电路107是可操作的，以开启和关闭LED光源104，并且响应于相位控制信号VPC来调节LED光源的强度到目标强度LTRGT(即，期望的强度)。所述目标强度LTRGT可以在低端强度LLE(例如，大约1％)与高端强度LHE(例如，大约100％)之间的范围内取值。LED驱动器102还可以包括滤波网络108，该滤波网络用于防止负载控制电路107所产生的噪声在交流主线路上传导。由于LED驱动器102包括总线电容器CBUS和滤波网络108，所以LED驱动器可以具有电容性输入阻抗。LED驱动器102的实例在于2009年6月11日提交的、题为“用于发光二极管光源的负载控制装置”的美国专利申请No.12/813,908中有更为详细的描述，该申请的全部内容通过引用的方式并入本申请中。此外，LED驱动器102可以包括用于传导电流(除负载电流ILOAD之外)流过调光开关100的仿真负载电路109。因此，如果调光开关100包括一个用于产生相位控制电压VPC的三端双向可控硅开关元件，或简称双向晶闸管，所述的仿真负载电路109可以传导足够的电流以确保流过调光开关100的三端双向可控硅开关的总电流的幅值大于三端双向可控硅开关的额定锁存电流和保持电流。此外，仿真负载电路109在调光开关100包括定时电路时可以传导定时电流，并且如果调光开关包括电源时可以传导充电电流，使得这些电流不需要通过负载控制电路107来传导且不会影响LED光源104的强度。所述的仿真负载电路109可以简单地包括一恒定阻抗电路(例如，电阻器)，或者可以包括一电流源电路。可替代地，仿真负载电路109可以是可控的，使得能够启用和禁用该仿真负载电路，由此选择性地允许电流传导通过调光开关100。此外，仿真负载电路109可以受到控制，以分别根据交流主线电压VAC的幅值、交流主线电压的半周期内的当前时间或LED驱动器102的当前工作模式来导通不同的电流大小。此类仿真负载电路的实例详见于2009年8月5日提交的、题为“与照明控制装置一起使用的可变负载电路”的共同转让的美国专利申请No.12/438,587以及于2010年11月19日提交的、题为“与负载控制装置一起使用的可控负载电路”的美国专利申请No.12/950,079，这些申请的全部内容通过引用的方式并入本申请中。可替代地，高效率光源可以包括紧凑型荧光灯(CFL)，并且负载调节装置可以包括电子调光镇流器。此外，调光开关100可替代地用于控制传输到其他类型的电气负载的功率大小，例如直接控制一照明负载或一电机负载。具有荧光灯和电子调光镇流器的螺口式光源的实例详见于2010年2月12日提交的、题为“混合光源”的美国专利申请No.12/704,781，该申请的全部内容通过引用的方式并入本申请中。调光开关100包括用户界面，该用户界面具有跷板开关116和强度调节器118(例如，如图1所示的滑块旋钮)。翘板开关116允许关闭和断开所述的LED光源104，而强度调节器118允许将LED光源104的目标强度LTRGT从低端强度LLE调节到高端强度LHE。调光开关的用户界面的实例详见于2009年1月30日提交的、题为“具有节能的视觉指示和使用信息的负载控制装置”的共同转让的美国专利申请，该申请的全部内容通过引用的方式并入本申请中。图2是根据本发明的第一实施例的调光开关100的简化方框图。图3A和图3B是根据本发明的第一实施例的调光开关100的操作的示例波形。调光开关100包括耦合连接在热端H与调光的热端DH之间的一个双向半导体开关110，用于产生相位控制电压VPC(如图3A和图3B所示)和控制传输到LED驱动器102的功率大小。双向半导体开关110包括一个控制输入(例如，栅极)，该控制输入可以接收用于使双向半导体开关导通和不导通的控制信号。双向半导体开关110可以包括例如三端双向可控硅开关的单个装置，或装置的组合，例如以反串联方式耦合连接的两个场效应晶体管(FETS)。根据本发明的第一实施例，所述的相位控制电压VPC包括一前向相位控制电压。换句话讲，相位控制电压VPC在非导通时间TNC内的每个半周期的开头具有大约零伏特的幅值，并且在该半周期的剩余部分内，即，在导通时间TCON内具有与交流电源105的交流线电压VAC幅值大约相等的幅值。例如，导通时间TCON在LED光源104的目标强度LTRGT为低端强度LLE时，可以是大约两毫秒，并且在目标强度LTRGT是高端强度LHE时，可以是大约7毫秒。调光开关100包括一电性连接到热端H并与双向半导体开关110串联的机械式气隙开关S112，使得LED光源104在该开关打开时被断开。当气隙开关S112被闭合时，调光开关100是可操作的，它通过控制双向半导体开关110来控制供给LED驱动器102的功率大小。气隙开关S112机械地耦合连接到调光开关110的用户界面的跷板开关116，使得该开关可以响应于跷板开关的动作，实现打开和闭合。调光开关100进一步包括连接在双向半导体开关110的两端的整流电路114，并且可操作的产生整流电压VRECT(例如，代表在双向半导体开关两端上建立的电压的信号)。根据第一实施例，调光开关100包括具有电源120的模拟控制电路115、恒速单触发定时电路130和可变阈值触发电路140(即，栅极驱动电路)。控制电路115接收来自整流电路114的整流电压VRECT并传导控制电流ICNTL流过负载(即，LED驱动器102)，以便产生用于控制双向半导体开关110的驱动电压VDR，由此响应于强度调节器118来调节LED光源104的强度。控制电路115的电源120传导充电电流ICHRG流过LED驱动器102，以便产生电源电压VCC(例如，大约11.4伏特)。该电源的充电电流ICHRG组成控制电路115的控制电流ICNTL的一部分。定时电路130接收电源电压VCC并产生一个定时电压VTIM(即，定时信号)，该定时电压包括具有恒定的增长率(即，恒定正斜率)的如图3A和图3B所示的谐波信号。当双向半导体开关110在每个半周期开头时是不导通的，定时电路130还接收整流电压VRECT，并且能够从LED驱动器102(即，流过LED驱动器102的控制电流ICNTL)的两端上建立的电压导出过零点定时信息。定时电压VTIM在交流线电压VAC过零点之后不久(即，在如图3A和图3B中的时间t1、t4所示的每个半周期的开头之后不久)就开始从大约零伏特增加，并以恒定速率持续增加。在自从当前半周期内定时电压VTIM开始从零伏特增加经过固定的时间量TTIM之后，定时电压VTIM在下一个过零点附近(即，在如图3A和图3B的时间t3所示的当前半周期的末端附近)接近大约零伏特。由于定时电压VTIM的幅值在每个半周期以恒定速率增加固定的时间量TTIM，所以定时电压VTIM在每个半周期内基本上相同，如图3A和3B所示。重新参考图2，可变阈值触发电路140接收来自定时电路130的定时电压VTIM，并且产生用于控制双向半导体开关110的驱动电压VDR(即，栅极驱动电压)，由此响应于强度调节器118的动作来调节LED光源104的强度。所述触发电路140的特征在于可以响应于调光开关100的用户界面的强度调节器118进行调节的可变阈值(即，图3A和图3B所示的可变阈值电压VTH)。栅极耦合电路150将驱动电压VDR连接到双向半导体开关110的栅极，由此使半导体开关110响应于可变阈值电压VTH的幅值实现导通和不导通。当在每个半周期内定时电压VTIM的幅值超过可变阈值电压VTH的幅值时(如图3A和3B中的点火时间t2、t5所示)，触发电路140是可操作的，以导出驱动信号VDR到第一幅值(例如，如图3A和图3B所示的大约零伏特)，由此使双向半导体开关110在每个半周期导通(以下会参照图4更加详细地描述)。然后，驱动信号VDR被派生到第二幅值(例如，大约如图3A和图3B所示的电源电压VCC)，以使双向半导体开关110当定时电压VTIM在下一个过零点之前不久被控制成大约零伏特时不导通。可变阈值电压VTH在图3A和图3B中被图示为两个不同的幅值，这导致驱动信号VDR被派生为低于零伏特(由此使双向半导体开关110导通)，对应不同的时间量。如图3A和图3B所示，调光开关100的控制电路115是可操作的，在双向半导体开关110导通之后(如点火时间t2、t5所示)的那个半周期内剩余的部分通过维持驱动电压VDR低值，来提供恒定的栅极驱动到双向半导体开关110。因此，双向半导体开关110会保持导通，而与传导流过双向半导体开关110和LED驱动器102的负载电流ILOAD的幅值无关。当双向半导体开关110导通并且相位控制电压VPC的幅值大约大于LED驱动器102的总线电压VBUS的幅值时，LED驱动器102会开始传导负载电流ILOAD流过双向半导体开关。由于LED驱动器102的总线电容器CBUS可以快速充电，所以负载电流ILOAD的幅值可以在下降到本质上很小的幅值(例如，大约零幅值)之前快速达到峰值。如此前所述，双向半导体开关110会独立于负载电流ILOAD的幅值而保持导通，因为控制电路115提供恒定的栅极驱动到双向半导体开关。除了幅值的快速增加和减小之外，负载电流ILOAD还可以在双向半导体开关110被导通之后改变方向。因此，双向半导体开关110还是可操作的，以在双向半导体开关在单个半周期内导通之后，可实现在两个方向传导电流(即，从LED驱动器102传导电流或传导电流到该LED驱动器)，从而允许设置在LED驱动器102的滤波网络108中的任何电容器跟随交流电源105的交流线电压VAC的幅值。图4是调光开关100的简化示意图。如图4所示，第一实施例的调光开关100的双向半导体开关110采用双向可控硅110’，但是可以可替代地实施为一个或多个可控硅整流器(SCR)或任何合适的晶闸管。双向可控硅110’包括两个主端，它们以串联电气连接的方式耦合连接在热端H与调光的热端DH之间，使得所述双向可控硅开关元件以串联电气连接的方式耦合连接在交流电源105与LED驱动器102之间，用于传导负载电流ILOAD到LED驱动器负载。所述的双向可控硅110’包括栅极(即，控制输入)，用于使双向可控硅在交流电源105的每个半周期内导通，以下将进行更加详细地描述。虽然图4未示出，但是扼流电感线圈可以与双向可控硅110’串联，并且滤波器电路(例如，滤波电容器)可以连接在热端H与调光的热端DH之间(即，与双向可控硅开关元件并联)，以防止双向可控硅的开关产生的噪声在交流主线路上传导。整流电路114包括具有四个二极管D114A、D114B、D114C、D114D的全波形整流电桥。整流电路114的整流电桥具有串联在热端H与调光的热端DH之间的交流端，以及当双向可控硅110’不导通时用于提供整流电压VRECT到定时电路130的直流端。控制电路115传导控制电流ICNTL流过整流电路114和LED驱动器102。因此，每个半周期通过LED驱动器102传导的总电流是通过双向半导体开关110传导的负载电流ILOAD、通过调光开关100的控制电路115传导的控制电流ICNTL以及通过滤波器电路(可以连接在热端H与调光的热端DH之间)传导的任何泄漏电流。如图4所示，电源120包括例如产生电源电压VCC的通过-晶体管电路。通过-晶体管电路包括具有集电极的NPN双极面结型晶体管Q122，用于通过电阻器R124(例如，具有大约100kΩ的电阻)接收整流器电压VRECT。晶体管Q122的基极通过电阻器R125(例如具有大约150kΩ的电阻)耦合连接到整流器电压VRECT，并且通过稳压二极管Z126(例如，具有大约12伏特的转折电压)连接到电路公共端。电源120进一步包括存储电容器C128，该存储电容器能够通过晶体管Q122充电到大约等于稳压二极管Z126的转折电压减去晶体管Q122的基极-发射极压降的电压。存储电容器C128具有例如大约10μF的电容，并且其工作以维持电源电压VCC在适当幅值(即，大约11.4伏特)，从而允许定时电路120产生定时电压VTIM并允许栅极耦合电路150连续使双向可控硅110’在每个半周期的点火时间之后导通。定时电路130包括恒定斜坡电路160、单触发锁存电路170和复位电路180。恒定斜坡电路160接收电源电压VCC并使定时电压VTIM的幅值以恒定速率增加。复位电路180接收整流电压VRECT并连接到定时电压VTIM，复位电路是可操作的，以使定时电压VTIM的幅值在每个半周期开始时间的开头之后不久(例如，图3A和图3B的时间t1、t4)从大约零伏特开始增加。特别地，复位电路180是可操作的，以响应于在复位阈值VRST两端的整流电压VRECT的正向过渡来启用定时电压VTIM(即，开始增加定时电压VTIM的幅值)，该整流电压在复位阈值VRST之上保留至少预定的时间量。单触发锁存电路170提供锁存电压VLATCH到复位电路180，以防止复位电路180在半周期末到来前对定时电压VTIM复位，因此确保复位电路仅仅在每个半周期重新开始才产生一次定时电压。单触发锁存电路170通过在复位电路180启用定时电压VTIM之后的固定时间量的末尾(例如，在图3A和图3B的时间t3的半周期的末尾附近)控制定时电压VTIM的幅值到大约0.6伏特来停止产生所述的定时电压VTIM。在单触发锁存电路170控制定时电压VTIM的幅值到大约0.6伏特后，复位电路180在下一个半周期开始之后(即，图3A和图3B的时间t4)再次能够产生定时电压VTIM。其结果是，在单触发锁存电路170驱动定时电压VTIM到大约0.6伏特时的时间与当复位电路180通过控制定时电压VTIM的幅值低至大约零伏特来产生定时电压VTIM的时间之间，存在一个死区时间TDT。可变阈值触发电路140包括具有反相输入的比较器U142，该比较器接收来自定时电路130的定时电压VTIM。可变阈值触发电路140还包括机械地连接到强度调节器118的滑块旋钮的电位器R144。电位器R144具有耦合连接在电源电压VCC与电路公共端之间的电阻元件以及生成可变阈值电压VTH的滑臂端。可变阈值电压VTH包括直流电压，该直流电压的幅值响应于强度调节器118的滑块旋钮的位置而变化，并且提供给比较器U142的非反相输入端。驱动电压VDR在比较器U142的输出产生，并且被提供给栅极耦合电路150，用于使双向可控硅110’导通和不导通。栅极耦合电路150包括光电耦合器U152，该光电耦合器具有耦合连接在电源电压VCC与比较器U142的输出之间并与电阻器R154(例如，具有大约8.2kΩ的电阻)串联的输入光电二极管。光电耦合器U152具有与电阻器R156(例如，具有大约100kΩ的电阻)串联连接的光敏可控硅输出。所述的光电耦合器U152的光敏可控硅输出与电阻器R156的串联连接组合是耦合在双向可控硅110’的主端之一和栅极之间(例如，连接到热端H)。如图3A和图3B所示，当定时电压VTIM的幅值在可变阈值电压VTH的幅值之下时，可变阈值触发电路140的比较器U142输出的驱动电压VDR的幅值保持在高至大约等于电源电压VCC的水平，使得双向可控硅110’保持不导通。当定时电压VTIM的幅值增加到可变阈值电压VTH以上时，比较器U142驱动该驱动电压VDR低至大约电路公共端的水平，使得光电耦合器U152的输入光电二极管传导驱动电流IDR，该驱动电流可以具有大约2mA的额定幅值IDR-RTD。因此，光电耦合器U152的光敏可控硅输出呈现导通并传导栅极电流IG流过双向可控硅110’的栅极，使该双向可控硅开关元件导通。因此，驱动电压VDR被驱动降低，低至使双向可控硅110’在自从半周期开始时间(即，如图3A和3B所示的不导通时间TNC)经过可变时间量之后导通，其中可变时间量响应于强度调节器118和可变阈值电压VTH来调节。由于驱动电压VDR的幅值在双向可控硅110’呈现导通之后保持很低，所以光电耦合器U152的输入光电二极管在该半周期的剩余的部分持续传导驱动电流IDR。例如，光电耦合器U152的输入光电二极管可以传导来自电源120的存储电容器C128的平均电流，其中当LED光源104的目标强度LTRGT处于低端强度LLE时以及当目标强度LTRGT处于高端强度LHE时，平均电流可以在大约0.5毫安至大约1.7毫安的范围内变化。如此前所述，负载电流ILOAD可以在双向可控硅110’变为导通之后改变方向(即，负载电流ILOAD的幅值从正过渡到负，或反之)。当负载电流ILOAD的幅值降低到低于双向可控硅110’的保持电流时，该双向可控硅开关元件换向关闭并且变为不导通。此外，双向可控硅110’的栅极停止传导栅极电流IG且光电耦合器U152的光敏可控硅输出变为不导通。然而，由于驱动电压VDR的幅值保持很低，因此，光电耦合器U152的输入光电二极管甚至到双向可控硅110’变为不导通时仍然继续传导所述的驱动电流IDR(即，提供恒定的栅极驱动)，该光电耦合器的光敏可控硅输出能够传导栅极电流IG，并且双向可控硅110’能够呈现导通且在导通之后不久在相反方向上传导负载电流ILOAD。因此，双向可控硅110’能够在单个半周期内在两个方向上传导负载电流ILOAD。双向可控硅110’在每个半周期呈现导通之后，定时电路130连续产生定时电压VTIM。因此，定时电压VTIM的幅值保持在可变阈值电压VTH以上，并且双向可控硅110’保持导通直到大约在该半周期末当单触发锁存电路170驱动定时电压到大约零伏特时为止。光电耦合器U152的输入光电二极管连续传导驱动电流IDR，并且光敏可控硅输出连续传导栅极电流IG，使双向可控硅110’在每个半周期中当驱动电压VDR被驱动到很低时呈现导通(如图3A和图3B所示)。根据本发明的第一实施例，锁存电路170是可操作的，以在当前半周期末之前不久(如图3A和图3B的时间t3所示)控制定时电压VTIM到大约零伏特(因此控制驱动电压VDR的幅值高至大约电源电压VCC)。因此，定时电压VTIM的长度(即，固定的时间量TTIM)稍微小于每个半周期的长度THC。在该半周期末的定时电压VTIM的死区时间TDT(或“消隐脉冲”)允许当流过双向可控硅开关元件的负载电流ILOAD的幅值在该半周期末减小到大约零安培时，双向可控硅110’换向关闭(即，变为不导通)。由于LED驱动器102具有电容性输入阻抗，所以当双向可控硅110’在每个半周期末变为不导通之后，相位控制电压VPC的幅值不会在交流主线电压VAC的过零点附近快速减小到零伏特。因此，根据本发明的第一实施例，复位电路180仅仅在交流主线电压VAC过零之后开始定时电压VTIM，即，当整流电压的幅值增大时，仅在整流电压VRECT的幅值超过复位阈值VRST时产生响应。而当整流电压VRECT的幅值下降到低于复位阈值VRST时，复位电路180的作用是防止重新设置定时电压VTIM，这是由于LED驱动器102的电容性输入阻抗而在每个半周期内可能发生或不发生的干扰。图5是定时电路130的简化示意图。恒定斜坡电路160接收电源电压VCC并且在定时电容器C162(例如，具有大约50nF的电容)的两端产生定时电压VTIM。恒定斜坡电路160包括用于传导恒定时电流ITIM流过定时电容器C162的恒电流源，使得定时电压VTIM具有恒定斜率。恒电流源电路包括PNP双极面结型晶体管Q164，该双极面结型晶体管具有经由电阻器R165(例如，具有大约10kΩ的电阻)耦合连接到电源电压VCC的发射极，两个二极管D166、D168串联连接在电源电压VCC与晶体管Q164的基极之间。电阻器R169连接在晶体管Q164的基极与电路公共端之间，并且具有例如大约51kΩ的电阻。在电阻器R165的两端上产生幅值大约等于二极管D166的前向电压降(例如，大约0.6V)的电压，使得电阻器传导恒定时电流ITIM(例如，大约70μΑ)到电容器C162中。定时电压VTIM的幅值相对于时间减小的速率(即，dVTIM/dt)是定时电流ITIM的幅值和电容器C162的电容CC162的函数(即，dVTIM/dt＝ITIM/C162)，并且可以等于，例如，大约1.4V/毫秒。单触发锁存电路170包括比较器U172，该比较器具有耦合连接到定时电压VTIM的反相输入。定时电压VTIM经由二极管D174进一步耦合连接到比较器U172的一个输出端。单触发锁存电路170包括以串联电气连接的方式耦合连接在电源VCC与电路公共端之间的电阻分压器，并且包括两个电阻器R175和R176，电阻值分别为大约100KΩ和1ΜΩ。两个电阻器R175和R176的连接节点产生一个锁存阈值电压VTHL，提供给比较器U172的非反相输入端。比较器U172的非反相输入端还经由电阻器R178(例如，具有大约1kΩ的电阻)耦合连接到其所述的输出端。锁存电压VLATCH在比较器U172的输出端产生并被提供给复位电路180，以下将进行更为详细的描述。复位电路180包括第一比较器U181，该第一比较器具有非反相输入端，接收经由稳压二极管Z182和电阻器R183(例如，具有大约100kΩ的电阻)的串联组合提供的整流电压VRECT。电容器C184(例如，具有大约1000pF的电容)和电阻器R185(例如，具有大约20kΩ的电阻)并联组合连接在比较器U181的非反相输入端与电路公共端之间。稳压二极管Z186(例如，具有大约12伏特的转折电压)用于钳制比较器U181的非反相输入与电路公共端之间产生的电压的幅值。复位电路180进一步还包括电阻分压器，该电阻分压器具有两个电阻器R187和R188(例如，分别具有大约150kΩ和100KΩ的电阻)，它们以串联电气连接的方式耦合连接在电源电压VCC与电路公共端之间。两个电阻器R187和R188的连接节点产生被提供给比较器U181的反相输入端的复位阈值电压VRST(例如，大约4.8V)。比较器U181的一个输出经由电阻器R189(例如，具有大约10kΩ的电阻)耦合连接到所述的电源电压VCC。复位电路180还包括第二比较器U191，该第二比较器具有耦合连接到阈值电压VRST的非反相输入端以及耦合连接到定时电压VTIM的一个输出端。比较器U181的输出经由电容器C190(例如，具有大约1000pF的电容)连接到第二比较器U191的反相输入端。电阻器R192(例如，具有大约68kΩ的电阻)和二极管D193跨接在比较器U191的反相输入端与电路公共端之间。FETQ194同样跨接在所述反相输入端和电路公共端之间。FETQ194的栅极的电位经由一个电阻器R195(例如，具有大约100kΩ的电阻)朝着电源电压VCC被拉升，并且耦合连接到所述的锁存电压VLATCH，使得FET可以响应于单触发锁存电路170在导通和不导通状态之间变化。当定时电压VTIM从大约零伏特开始时，锁存电路170的比较器U172的反相输入小于非反相输入端的锁存阈值电压VTH-L(例如，大约10.5V)，并且其输出经由复位电路180的电阻器R195和二极管D196朝着电源电压VCC被拉升。定时电压VTIM的幅值以恒定速率连续增加，直到定时电压的幅值超过锁存阈值电压VTH-L，此时，锁存电路170的比较器U172驱动其输出低至大约零伏特。这时，定时电压VTIM的幅值减小到大约等于二极管D174(例如，大约0.6V)的前向电压降。因此，每个半周期所产生的定时电压VTIM的固定时间量TTIM是定时电压VTIM的幅值相对于时间增加的恒定速率dVTIM/dt(即，大约1.4V/毫秒)和锁存阈值电压VTH-L的幅值(即，大约10.5V)的函数，由此可知，每个半周期内的固定时间量TTIM是大约7.5毫秒。在定时电压VTIM的幅值超过锁存阈值电压VTH-L之后，锁存阈值电压VTH-L减小到大约0.1V，使得比较器U172连续降低其输出，并且定时电压VTIM的幅值维持在大约0.6V。在半周期的开头，整流电压VRECT的幅值低于复位电路180的稳压二极管Z182的转折电压(例如，大约30V)，并且第一比较器U181的反相输入端的电压是大约零伏特，使得第一比较器的输出朝着电路公共端下降。当整流电压VRECT的幅值大致超过稳压二极管Z182的转折电压时，电容器C184开始充电，直到第一比较器U181的非反相输入处的电压幅值超过复位阈值电压VRST。第一比较器U181的输出然后朝着电源电压VCC被拉升，并且电容器C190传导脉冲电流到电阻器R192中，使得第二比较器U191的反相输入端的电压幅值超过复位阈值电压VRST，并且第二比较器朝着电路公共端拉低定时电压VTIM(即，定时电压的幅值从大约0.6伏特被控制成零伏特)，现在，锁存电路170的比较器U172的反相输入端的电压幅值低于锁存阈值电压VTH-L(即，大约0.1V)，并且比较器停止朝着电路公共端拉低定时电压VTIM。此外，复位电路180在电容器C190充满电之前仅仅拉低定时电压VTIM简短的时间(例如，大约68微秒)，然后停止传导脉冲电流到电阻器R192中。接着，第二比较器U191停止朝着电路公共端拉低定时电压VTIM，因此允许定时电压的幅值相对于时间以恒定速率再次开始增加。当复位电路180在每个半周期开始之后使定时电压VTIM产生复位之后，锁存电路170的比较器U172停止朝着电路公共端拉低定时电压VTIM，并且锁存电压VLATCH的幅值经由电阻器R195和二极管D196朝着电源电压VCC被拉升。此时，FETQ914呈现导通，从而维持第二比较器U191的反相输入低于复位阈值电压VRST。当单触发锁存电路170的比较器U172在该半周期末附近拉低定时电压VTIM时，FETQ194变为不导通，可见，FETQ194在每个半周期的大部分时间是导通的，并且复位电路180能够防止使定时电压VTIM重新产生，直到锁存电路170停止产生定时电压之后，从而极大地提高了调光开关100相对于交流线电压VAC上的脉冲噪声的抗噪声能力。当复位电路170的第一比较器U181的非反相输入处的电压幅值超过复位阈值电压VRST时，该比较器的输出接着朝向电源电压VCC被拉升，并且电容器C190充电。然后FETQ194呈现导通，并且电容器C190保持充电。当整流电压VRECT的幅值在每个半周期末处下降到低于稳压二极管Z182的转折电压、并且第一比较器U181的非反相输入处的电压幅值下降到低于复位阈值电压VRST时，电容C190通过二极管D193以及第一比较器U181的所述输出端放电。然而，第二比较器U191的反相输入处的电压幅值保持小于复位阈值电压VRST，因此，复位电路180不会使定时电压VTIM的重新产生复位，直到复位电路180的第一比较器U181的非反相输入处的电压幅值在下一个半周期开始处上升到复位阈值电压VRST以上。因此，本发明的第一实施例的调光开关100的控制电路115传导控制电流流过LED驱动器102，并且在双向半导体开关110导通之后提供恒定的栅极驱动到该双向半导体开关。控制电路115是可操作的，以根据LED驱动器102的两端上所建立的电压以及根据流过LED驱动器102的控制电流ICNTL获得过零点定时信息。传导流过LED驱动器102的控制电流ICNTL的平均幅值大约等于定时电流ITIM和驱动电流IDR的平均幅值以及从定时电路130和触发电路140所抽取的其他电流的总和。控制电路115是可操作的，使双向半导体开关110在每个半周期里，响应代表LED光源104所期望强度的可变阈值从而导通，并且维持该双向半导体开关导通直到大约当前半周期末。因此，触发电路140所产生的驱动电压VDR的导通时间TCON的长度不依赖于定时电路130产生定时信号VTIM的固定时间量TTIM的长度。图6是根据本发明的第二实施例的调光开关200的简化示意图。图7是根据本发明的第二实施例的调光开关200的操作的实例波形。第二实施例的调光开关200的双向半导体开关采用以反串联连接方式耦合连接在所述热端H与调光的热端DH之间的两个单独的MOS-门控晶体管实现，例如，FETQ210A、Q210B，用于控制被传递到LED驱动器102的功率大小。FETQ210A、Q210B的源极一起耦合连接在电路公共端。FETQ210A或者Q210B可以包括金属氧化物半导体FET(MOSFET)或者可以可替代地被替换为任何合适的电压控制型半导体开关，比如说绝缘栅双极结晶体管(IGBT)。FETQ210A、Q210B具有耦合连接到栅极耦合电路250的控制输入(即，栅极)，该栅极耦合电路包括对应的栅极晶体管R252、R254(例如，两个电阻器分别具有大约47Ω的电阻)，用于耦合到所述FET的栅极的驱动电压VDR-INV。该驱动电压VDR-INV如图7所示的是第一实施例的驱动电压VDR的反相。当所述的FET的栅极处的电压被驱动达到其额定栅极阈值电压(例如，大约10伏特)时，每个FETQ210A、Q210B导通。这两个FETQ210A、Q210B通过使用前锋相位控制技术被同时控制成导通和不导通，并且是可操作的，以呈现导通并保持导通，而且该操作独立于传导流过FET的负载电流ILOAD的幅值。调光开关200包括全波整流电桥，该全波整流电桥除了包括两个二极管D214A、D214B之外，还包括两个FET体二极管Q210A、Q210B。第二实施例的调光开关200的定时电路130的工作方式与第一实施例的相同。调光开关200包括模拟控制电路215，该模拟控制电路具有与第一实施例的可变阈值触发电路140相同的可变阈值触发电路240。然而，第二实施例的触发电路240包括比较器U242，该比较器具有接收定时电压VTIM的非反相输入以及接收来自电位器R244的可变阈值电压VTH的反相输入。触发电路240工作，以朝着电源电压VCC拉升驱动电压VDR-INV，使FETQ210A、Q210B导通，并且朝着电路公共端拉低驱动电压，以致使FET不导通(如图7所示)。如图7所示，当FETQ210A、Q210B呈现导通时，FETQ210A、Q210B仅仅从电源120传导驱动电流IDR-INV的很小的脉冲，即，由于FET的栅极的输入电容(每个输入电容可以具有例如大约100pF的输入电容)存在充电的影响。由于驱动电流IDR-INV从电源120的存储电容器C128被传导，所以由第二实施例的调光开关200的模拟控制电路215通过LED驱动器102传导的控制电流ICNTL的平均幅值小于第一实施例的调光开关100的模拟控制电路115传导的控制电流ICNTL的平均幅值(在双向可控硅110’呈现导通的整个时间内，传导驱动电流IDR流过光电耦合器U152的输入光电二极管)。此外，第二实施例的调光开关200不需要第一实施例的光电耦合器U152，这种光电耦合器通常较昂贵，并且其要求具有额定导通时间(例如，大约35毫秒)的特性，而在双向可控硅110’导通之后负载电流ILOAD改变方向的情况下，光电耦合器U152的额定导通时间限制了双向可控硅110’在变成不导通之后能快速地变为导通状态。特别地，在双向可控硅110’变成暂时不导通并且再次被变为导通的时间内，LED驱动器102的相位控制电压VPC的幅值在调光开关100的电压幅值增大时会减小，LED驱动器102(或电子整流器)的输入两端上的电压变化会导致一些高效率的照明负载的LED光源104(或荧光灯)的强度发生波动。因为调光开关200的双向半导体开关采用FETQ210A、Q210B实现，并且由于FETQ210A、Q210B是可操作的，其保持导通可以不受负载电流的幅值的影响，所以可以避免一些高效率照明负载的强度产生潜在波动。图8是根据本发明的第三实施例的调光开关300的简化示意图。第三实施例的调光开关300包括双向可控硅110’(如同第一实施例)。然而，调光开关300所包括的栅极耦合电路350包括一个电压控制的可控导通器件，例如，两个MOS-门控晶体管(例如，FETQ352A、Q352B)，它们以反串联连接方式耦合连接在栅极与双向可控硅110’的第一个主负载端(例如，调光开关的热端H)之间，FETQ352A、Q352B可以包括MOSFET或者可以可替代地被替换为任何合适的电压控制半导体开关，比如说IGBT。所述的FETQ352A、Q352B的源极通过两个源极电阻器R353、R354(例如，每个都具有大约10Ω的电阻)耦合连接在一起，其中两个电阻器R353、R354的连接节点耦合连接到电路公共端。源极电阻器R353、R354用于限制被传导流过双向可控硅110’栅极的栅极电流IQ的幅值，将其限制在一个最大栅极电流值的范围内(例如，大约0.6安培)。FETQ352A、Q352B的栅极耦合连接到对应的栅极电阻器R355、R356(例如，每个都具有大约47Ω的电阻)。模拟控制电路215所产生的驱动电压VDR-INV由栅极耦合电路350的一个控制输入端(即，栅极电阻器R355、R356的连接节点)所接收。调光开关300包括电阻器R358，其电阻为例如大约30.9Ω，并且连接在FET的栅极与双向可控硅110’的第二个主负载端(例如，连接到调光开关的调光的热端DH)之间。调光开关300进一步包括全波整流电桥，该全波整流电桥包括FETQ352A、Q352B的体二极管和两个二极管D214A、D214B，并且产生被电源120和控制电路215的定时电路130接收的整流电压VRECT。因此，控制电路215分别通过FETQ352A的体二极管和二极管D214A耦合连接到双向可控硅110’的第一主负载端，并且分别通过FETQ352B的体二极管、二极管D214B和电阻器R358耦合连接到双向可控硅的第二主负载端。可替代地，控制电路215可以直接连接到双向可控硅110’的至少一个主负载端，或者通过一个或多个电阻器电性耦合连接到该双向可控硅的至少一个主负载端。控制电路215的定时电路130产生定时电压VTIM，并且可变阈值触发电路240产生驱动电压VDR-INV，如同第二实施例(如图7所示)。当驱动电压VDR-INV朝着电路公共端被拉低时，FETQ352A、Q352B不导通，使得双向可控硅110’也不导通。当触发电路240在每个半周期的点火时间将驱动电压VDR-INV向电源电压VCC拉升时，FETQ352A、Q352B能够通过双向可控硅110’的栅极传导栅极电流IG以使双向可控硅导通。驱动电压VDR-INV在半周期末之前被稍微拉低，使得在半周期末处存在消隐脉冲，以允许双向可控硅110’换向关闭。由于驱动电压VDR-INV保持高位直到大致该半周期末，FETQ352A、Q352B可保持导通，使得FETQ352A、Q352B能够在该半周期的大致剩余部分内从点火时间开始的任何时间实现栅极电流IG的传导。因此，双向可控硅110’从点火时间变为导通直到大致半周期末，从而允许负载电流ILOAD在任何给定的半周期内具有任一极性(例如，正极或负极)，在LED驱动器102具有电容性阻抗的情况下，这种可使负载电流在某一个过零点之前改变极性的特性尤为重要。当FETQ352A、Q352B由于FET的栅极的输入电容充电而呈现导通时，栅极耦合电路350的所述控制输入从电源120仅仅传导驱动电流IDR-INV的很小脉冲(即，如图7所示)。因此，在半周期的大致剩余部分中不需要通过栅极耦合电路的控制输入传导驱动电流IDR-INV的情况下，栅极耦合电路350允许模拟控制电路215使双向可控硅110’导通并且维持导通(例如，与如图3A和图3B所示的第一实施例的光电耦合器U152的输入光电二极管传导驱动电流IDR相反)。因此，第三实施例的调光开关300的模拟控制电路215所传导的以使双向可控硅110’导通的控制电流ICNTL的平均幅值小于第一实施例的调光开关100的模拟控制电路115所传导的以使双向可控硅110’导通的控制电流ICNTL的平均幅值。例如，如果FETQ352A、Q352B的特征都体现在大约2毫秒的导通时间、大约10pF的输入阻抗以及大约10伏特的栅极阈值电压，那么栅极耦合电路350可以从电源120的存储电容器C128传导大约240毫微安的平均电流(与LED光源104的目标强度LTRGT无关)。此外，第三实施例的调光开关300不需要光电耦合器U152来使双向可控硅110’导通。如此前所述，光电耦合器U152通常较昂贵，并且其要求具有额定导通时间的特性，这限制了双向可控硅110’在变为不导通之后能快速地响应于负载电流ILOAD改变方向来变为导通。由于栅极耦合电路350的FETQ352A、Q352B所传导的栅极电流IG的幅值比双向可控硅110’所传导的负载电流ILOAD的幅值低很多，所以第三实施例的FETQ352A、Q352B的额定功率的大小(并且因此，在物理尺寸上)可以小于第二实施例的调光开关200的FETQ210A、Q210B(传导负载电流ILOAD)的额定功率。换句话讲，因为第三实施例的FETQ352A、Q352B不传导负载电流ILOAD，所以FET不需要采用功率器件，反而可以采用信号电平器件。因此，第三实施例的调光开关300仅仅需要一个功率器件(即，双向可控硅110’)，而并非两个功率器件(即，FETQ210A、Q210B)，这导致调光开关300的总成本更低，以及对单个壁挂式负载控制器件中的两个功率器件的装配密接性和散热性的约束更少。此外，与具有类似大小的封装的两个FETQ210A、Q210B相比，该双向可控硅110’通常在单个封装中具有更好的峰值电流性能。因此，第三实施例的双向可控硅110’和调光开关300的栅极耦合电路350提供一种基于晶闸管的负载控制电路，在使用恒定栅极驱动信号使该双向可控硅在半周期的剩余部分中呈现导通之后，这种控制电路要求基本无净平均电流传导流过所述的控制输入。本文中所使用的“基本无净平均电流”被定义为“给栅极耦合电路350的FETQ352A、Q352B(或其他合适的开关器件)的栅极的输入电容充电所适用的电流量”，例如，小于大约1微安。图9是根据本发明的第四实施例的反向相位控制调光开关400的简化方框图。如图9所示，双向半导体开关110采用以反串联连接方式耦合连接的两个FETQ210A、Q210B(如同第二实施例)实现。所述调光开关400包括模拟控制电路，该模拟控制电路包括电压参考电路420、定时电路430和栅极驱动电路440。电压参考电路420包括一个通过-晶体管电路460和弹性卡入式电路470，用于从整流电压VRECT产生参考电压VREF(例如，大约14.4伏特)。定时电路430接收参考电压VREF并产生代表LED光源104的目标强度LTRGT的定时电压VTIM。栅极驱动电路440产生经由栅极耦合电路250耦合连接到FETQ210A、A210B的栅极的栅极电压VG，用于同时使两个FET变为导通和不导通。根据本发明的第四实施例，调光开关400所产生的相位控制电压VPC包括反向相位控制电压。因此，栅极驱动电路440工作，使FETQ210A、Q210B响应于定时电路VTIM在每个半周期的开头呈现导通状态，并且在每个半周期内的某一时间变为不导通。图10示出了根据本发明的第四实施例的调光开关400产生的相位控制电压VPC、定时电压VTIM以及用于驱动FETQ210A、Q210B的栅极电压VG的实例的简化时序图。相位控制电压VPC在在每个半周期开头的导通时间TCON期间具有与交流电源105的交流线电压VAC幅值大致同等的幅值，并且在该半周期的剩余部分期间，即，在不导通时间TNC期间，具有大约零伏特的幅值。为了产生所述的相位控制电压VPC，栅极驱动电路440在每个半周期的开始朝着参考电压VREF拉升栅极电压VG，使得FETQ210A、Q210B导通(如图10中的时间t1所示)。此时，定时电路430开始产生包括斜坡电压的定时电压VTIM，该斜坡电压的幅值的增加相对于以代表LED光源104的目标强度LTRGT的速率的时间的增加(即，响应于强度调节器118)。当定时电压VTIM的幅值达到一个最大定时电压阈值VT-MAX(例如，大约7.5伏特)时，栅极驱动电路440使FETQ210A、Q210B变为不导通(如图10中的时间t2所示)。定时电压VTIM的速率与目标强度LTRGT成反比，即，定时电压VTIM的速率随着目标强度LTRGT减小而增大，并且随着目标强度LTRGT增大而减小。在FETQ210A、Q210B变为不导通之后，栅极驱动电路440会在下一个半周期开头再次致使FET导通(如图10中的时间t3所示)。图11是根据本发明的第四实施例的调光开关400的简化示意图。如图11所示，所述的通过-晶体管电路460包括具有集电极的NPN双极面结型晶体管Q462，该集电极与电阻器R464(例如，具有大约180Ω的电阻)耦合连接以接收整流器电压VRECT。晶体管Q462的基极通过电阻器R465(例如具有大约470kΩ的电阻)耦合连接到整流器电压VRECT，并且通过稳压二极管Z466(例如，具有大约15伏特的转折电压)连接到电路公共端。所述的通过-晶体管电路460进一步包括存储电容器C468，该存储电容器能够通过晶体管Q462和二极管D469充电到这样一个电压：即大约等于稳压二极管Z466的转折电压减去晶体管Q462的基极-发射极压降和二极管D469的前向压降的电压。存储电容器C468具有例如大约22μF的电容，并且能够维持所述参考电压VREF在适当幅值(即，至少大约12伏特)，从而允许控制FETQ210A、Q210B变为导通(即，当调光开关100两端上所产生电压为大约零伏特时)，以下将会详细描述。弹性卡入式电路470耦合连接到存储电容C468，并且包括一PNP双极面结型晶体管Q472。晶体管Q472的基极通过电阻器R474(例如，具有大约22kΩ的电阻)和稳压二极管Z476(例如，具有大约12伏特的转折电压)的串联组合耦合连接到电路公共端。所述的参考电压VREF产生在电容器C478的两端上，该电容器耦合连接在晶体管Q472的集电极与电路公共端之间，并且具有例如大约0.1μF的电容。弹性卡入式电路470的工作使得当通过-晶体管电路460的存储电容器C468上的电压的幅值超过稳压二极管Z476的转折电压加上晶体管Q472的发射极-基极压降时，所述的参考电压VREF仅施加在电容器C478上。定时电路430接收参考电压VREF并且在定时电容器C432(例如，具有大约10nF的电容)的两端上产生定时电压VTIM。定时电路430包括一恒电流源电路，用于以恒定速率给电容器C432充电，来产生定时电压VTIM。所述的恒电流源电路包括PNP双极面结型晶体管Q434，该双极面结型晶体管的发射极经由电阻器R435(例如，具有大约180kΩ的电阻)耦合连接到参考电压VREF。一个分压电路4连接在参考电压VREF与电路公共端之间，它包括电位器R436和两个电阻器R438、R439。例如，电位器R436的电阻可以在大约0至500kΩ的范围内变化，而电阻器R438、R439可以分别具有大约100kΩ和82kΩ的电阻。电位器R436和电阻器R438的连接节点与晶体管Q434的基极相连接。电位器R436的电阻响应于调光开关100的强度调节器118的变化而变化，使得晶体管Q434的基极的电压幅值就代表目标强度LTRGT。在当前尚没有调节(即，处于稳态条件下)电位器R436时，在电阻器R435以及晶体管Q434的发射极-基极结上产生恒定电压，使得晶体管Q434传导的是恒定电流(其幅值取决于晶体管Q434的基极的电压幅值)。因此，电容器C432以取决于目标强度LTRGT的速率充电，由此产生定时电压VTIM(如图10所示)。栅极驱动电路440响应于来自定时电路430的定时电压VTIM在每个半周期的开头致使FETQ210A、Q210B导通，并且在每个半周期的某一时间致使其不导通。栅极驱动电路440包括NPN双极面结型晶体管Q441以及连接在晶体管Q441的集电极与基极之间的电阻，该电阻例如大约270kΩ。一个二极管D443耦合连接在晶体管Q441的发射极与基极之间。在每个半周期的开头，电阻器R442传导电流到晶体管Q441的基极中，晶体管Q441因此变为导通，并且参考电压VREF分别经由栅极电阻器R252、254连接到FETQ210A、Q210B的栅极，由此致使FET导通。如此前所述，电压参考电路420的存储电容器C468将参考电压VREF维持在合适的幅值(即，至少大约14.4伏特)，以维持FETQ210A、Q210B导通，并且在调光开关400两端上建立的电压大约为零伏特。定时电压VTIM通过稳压二极管Z445(例如，具有大约6.8伏特的转折电压)耦合连接到一个NPN双极面结型晶体管Q444的基极。当定时电压VTIM的幅值大致超过稳压二极管Z445的转折电压加上晶体管Q444的基极-发射极压降(即，最大定时电压阈值VT-MAX)时，晶体管Q444变为导通。因此，栅极电压VG通过二极管D443朝着电路公共端被拉低，于是，FETQ210A、Q210B变为不导通。栅极驱动电路440还包括一个跨接在稳压二极管Z445两端上的NPN双极面结型晶体管Q446，该晶体管Q446的基极耦合连接到两个串联的电阻器R447、R448(例如，分别具有大约200kΩ和10kΩ的电阻)的连接节点上，这两个电阻器R447、R448构成了一个耦合连接在整流电压VRECT和电路公共端之间的分压器，该晶体管Q446的基极经由电容器C449(例如，具有大约10nF的电容)同样耦合连接到电路公共端。当FETQ210A、Q210B变为不导通(响应于定时电压VTIM超过最大定时电压阈值VT-MAX)时，建立在调光开关400两端上的电压大致增加到交流电源105的交流线电压VAC的幅值。因此，晶体管Q446的基极的电压增加将使得该晶体管导通。于是，定时电压VTIM的幅值被大致控制成零伏特，并且晶体管Q444维持导通(由此保持FETQ210A、Q210B不导通)直到当前半周期末为止。在上述半周期末附近，交流电源105的交流线电压VAC的幅值以及晶体管Q446的基极的电压幅值下降，使得晶体管Q446变为不导通。于是，晶体管Q444不导通并且参考电压VREF通过晶体管Q441以及对应的栅极电阻器R252、R254耦合连接到FETQ210A、Q210B的栅极，由此致使FET变为导通。此外，当晶体管Q446不导通时，定时电路430的定时电压VTIM的幅值能够再次开始增加，该幅值的增加相对于以取决于目标强度LTRGT的速率变化的时间而定(如图10所示)。图12是根据本发明的一个替代实施例的调光开关480的简化示意图。图12的调光开关480非常类似于第四实施例的调光开关400。然而，图12的调光开关480包括一个电压补偿电路490，该电压补偿电路接收整流电压VRECT并根据交流电源105的交流线电压VAC的变化和波动情况来调节定时电压VTIM，从而避免LED光源104产生强度闪烁。电压补偿电路490包括两个电阻器R492、R494，这两个电阻器串联耦合在整流电压VRECT与电路公共端之间，并且分别具有例如大约1ΜΩ和98kΩ的电阻。电容器C496可以连接在电阻器R492、R494的连接节点与电路公共端之间，并且具有例如大约0.22μF的电容。电容器C496通过电阻器R498(例如，具有大约560kΩ的电阻)耦合连接到所述的定时电压VTIM。当FETQ210A、Q210B不导通并且定时电压VTIM的幅值相对于时间增加时，在电容器C496的两端上产生的电压与交流电源105的交流线电压VAC的幅值成正比。当交流电源105的交流线电压VAC的幅值没有变化或波动时，电容器C496充电到一个稳态电压。然而，当FETQ210A、Q210B不导通时，如果交流线电压VAC的幅值在半周期内(例如，如图10中时间t2和t3之间)发生变化，电容器C496上的电压幅值也会变化，因此在下一个半周期内当FET导通时(例如，在时间t3与t4之间)将导致定时电压VTIM变化。例如，当FETQ210A、Q210B不导通时，如果交流线电压VAC的幅值(并且因此电容器C496两端上的电压的幅值)在半周期内增加了，那么定时电压VTIM的幅值在下一个半周期内当FET导通时会更大，因此导致FET在下一个半周期内提前变为不导通。图13是根据本发明的第五实施例的调光开关500的简化示意图。调光开关500包括机械式气隙开关S514以及以反串联连接方式耦合连接在热端H与调光的热端DH之间的两个FETQ510A、Q510B，用于产生相位控制电压VPC。调光开关500包括一模拟控制电路(例如，定时电路520)，用于产生代表LED光源104的目标强度LTRGT的定时电压VTIM；以及包括栅极驱动电路530，用于响应于定时电压VTIM致使FETQ510A、Q510B导通和不导通，从而产生相位控制电压VPC。根据本发明的第五实施例，栅极驱动电路530是可操作的，以产生两个栅极电压VG1、VG2，用于在互补的基础上独立地控制相对应的FETQ510A、Q510B。在各个栅极电压VG1、VG2的幅值被控制成一个标称的栅极电压VN(例如，大约9V)时，所述的FETQ510A、Q510B变为导通，并且在各个栅极电压VG1、VG2的幅值被控制成大约零伏特时变为不导通。调光开关500进一步包括一个过电流保护电路540，用于在FET过电流条件的情况下，使FETQ510A、Q510B不导通。图14示出了调光开关500产生的相位控制电压VPC以及分别用于驱动FETQ510A、Q510B的栅极电压VG1、VG2的实例的简化时序图。根据本发明的第五实施例，相位控制电压VPC包括前向相位控制电压。在正半周期中，当第一栅极电压VG1从大约零伏特增加到标称栅极电压VN(如时间t1所示)时，并且第二栅极电压VG2从标称栅极电压减小到大约零伏特时，第一FETQ510A导通，并且第二FETQ510B不导通。此时，调光开关500通过第一FETQ510A和第二FETQ510B的体二极管传导负载电流ILOAD到LED驱动器102。在负半周期的开头，第一FET510A保持导通。然而，由于第二FETQ510B不导通，并且第二FETQ510B的体二极管被反向偏压，所以调光开关500此时不会传导负载电流ILOAD。在负半周期中，当第一栅极电压VG1从标称栅极电压VN减小到大约零伏特时，并且第二栅极电压VG2从大约零伏特增加到标称栅极电压VN(如时间t2所示)时，第一FETQ510A不导通，并且第二FETQ510B导通。此时，调光开关500通过第二FETQ510B和第一FETQ510A的体二极管传导负载电流ILOAD到LED驱动器102。在正半周期开头，第二FETQ510B保持导通，第一FETQ510A保持不导通，并且第一FETQ510A的体二极管此时被反向偏压，使得调光开关500不会传导负载电流ILOAD直到第一FETQ510A导通。定时电路520串联耦合在热端H和调光的热端DH之间，并且通过LED驱动器102传导定时电流ITIM(即，一种控制电流)以便在电容器C522(例如，具有大约0.1μF的电容)的两端产生定时电压VTIM。电容器C522是可操作的，以通过电阻器R524、R525(例如，分别具有大约27kΩ和10kΩ的电阻)和电位器R526从交流电源105充电。电位器R526的电阻可以在例如大约0KΩ至300kΩ的范围内变化，并且可以被调光开关500的用户控制(例如，通过启动滑块控制)，以调节LED光源104的目标强度LTRGT。校准电阻器R527与电位器R526耦合连接，用于校准该电位器的范围，并且具有例如大约300kΩ的电阻。由于电容器C522通过电位器R526充电，所以电容器C522的充电速率以及定时电压VTIM的幅值均可代表LED光源104的目标强度LTRGT。驱动电路530包括双向触发二极管532(例如，具有大约32伏特的转折电压VBR)以及两个脉冲变压器534A、534B。双向触发二极管532与两个脉冲变压器534A、534B的一次绕组串联耦合。脉冲变压器534A、534B的二次绕组经由对应的稳压二极管Z536A、Z536B(每个都有大致等于标称栅极电压VN的转折电压，即，大约9V)连接到对应的电容器C535A、C535B。电容C535A、C535B分别经由栅极电阻器R538A、R538B(例如，具有大约47kΩ的电阻)连接到FETQ510A、Q510B的栅极。栅极电阻器R538A、R538B可以可替代地具有不同的电阻值，以便按照本领域公知的方式改变FETQ510A、Q510B的开关时间的持续时间。当定时电压VTIM的幅值大致超过双向触发二极管532的转折电压VBR时，双向触发二极管通过脉冲变压器534A、534B的一次绕组传导脉冲电流(即，如图13所示的点火电流IFIRE)，从而导致在脉冲变压器的二次绕组上产生二次电压VSEC(例如，大约9V)。在正半周期中，电容器C535A通过稳压二极管Z536A从第一脉冲变压器534A的二次绕组充电到大约标称栅极电压VN(即，大约9伏特)。因此，第一栅极电压VG1从大约零伏特被拉升到标称栅极电压VN，从而致使第一FETQ510A导通(如图14的时间t1所示)。在负半周期开头，第一FETQ510A导通，而第二FETQ510B不导通。由于第二FETQ510B的体二极管此时被反向偏压，所以调光开关500不会传导负载电流ILOAD。在负半周期中，点火电流IFIRE具有负的幅值，因此导致脉冲变压器534A、534B的二次绕组上的二次电压VSEC同样具有负的幅值。因此，稳压二极管Z536A在该负半周期中被反向偏压，于是电容器C535A通过稳压二极管Z536A充电，使得电容器C535A上的电压变到大约零伏特。因此，第一栅极电压VG1从标称栅极电压被拉升到大约零伏特，从而使第一FETQ510A不导通(如图14的时间t2所示)。此外，连接到第二脉冲变压器534B的二次绕组的稳压二极管Z536B在负半周期中前向偏压，使得电容器C535B充电到大约标称栅极电压VN并且第二FETQ510B在负半周期中导通(如图14中的时间t2所示)。因此，以互补的方式驱动FETQ510A、Q510B，使得其中始终至少一个FET导通，而另一个FET不导通。结果是，FETQ510A、Q510B在半周期的大约时间段THC期间导通，并且在半周期的所述时间段THC期间不导通。定时电路520还包括耦合连接到电位器R526的双向触发二极管528(例如，具有大约64V的转折电压)。双向触发二极管528通过调节被提供给电位器R526的电压来提供电压补偿，以补偿交流电源105所提供的交流线电压VAC的变化。双向触发二极管528具有负阻抗变换功能，使得双向触发二极管两端的电压随着双向触发二极管上流过的电流的减小而增大。因此，随着调光开关500两端(即，热端H与调光的热端DH之间)的电压减小，流过电阻器R524和双向触发二极管528的电流减小，因此，双向触发二极管528上的电压减小。这导致流过电位器R526的电流增加，并且开启电容器C522以更快的速率充电。这导致在当前半周期中FETQ510A、Q510B的导通时间TCON增加，以补偿调光开关500两端电压的减小，从而维持LED光源104的强度恒定。驱动电路530的特征在于具有内在的短路保护场效应管FET。在FETQ510A、Q510B之一短路的情况下，驱动电路530是可操作的，可驱动另一个未短路的FET完全导通，使得负载电流ILOAD不对称，不对称的电流会导致一些类型的照明负载过热。例如，如果第二FETQ510B短路故障，那么整个交流波形在负半周期中会被提供给LED驱动器102。在负半周期中，由于当第二FETQ510B短路时，调光开关500的两端会产生大约零伏特电压，所以定时电路520的电容器C522不会充电，驱动电路330的双向触发二极管532不会传导点火电流IFIRE的脉冲，并且电容器C535A上的电压不会被驱动为零伏特，以在负半周期中使第一FETQ510A不导通。因此，第一FETQ510A在两个半周期中会保持导通，并且负载电流ILOAD会基本上对称。如果FETQ510A发生短路故障，那么第二FETQ510B以与上述类似的方式被控制成导通。过电流保护电路540包括传感电阻器R542(例如，具有大约0.015Ω的电阻)。传感电阻器R542耦合连接在FETQ510A、Q510B的源极之间，使得在传感电阻器上产生的电压代表负载电流ILOAD的幅值。传感电阻器R542上产生的电压被提供给第一NPN双极面结型晶体管(BJT)Q544的基极。第一晶体管Q544跨接在电容器C535A的两端上，并且用于在正半周期中发生过电流条件的情况下保护第一FETQ510A。当负载电流ILOAD的幅值超过预定电流极限(例如，大约46.6安培)、使得在传感电阻器R542上产生的电压超过第一晶体管Q544的额定基极、发射极电压(例如，大约0.7伏特)时，第一晶体管导通。因此，第一晶体管Q544朝着零伏特拉低第一FETQ510A的栅极的第一栅极电压VG1，因此只是第一FET不导通。过电流保护电路540进一步包括第二NPN双极面结型晶体管Q546，其耦合跨接在电容器C535B的两端上，并且用于在负半周期中保护第二FETQ510B。当负载电流ILOAD的幅值超过预定电流极限时，第二晶体管Q546导通，因此朝着零伏特拉低第二FETQ510B的栅极的第二栅极电压VG2并使第二FET不导通。图15是根据本发明的第六实施例的调光开关600的简化示意图。调光开关600包括驱动限制电路650，该驱动限制电路与驱动电路530的双向触发二极管532以及两个脉冲变压器534A、534B的一次绕组串联连接。驱动限制电路650的工作用于限制驱动电路530试图在某个特定的半周期中使FETQ510A、Q510B导通的次数。例如，如果过电流保护电路540致使FETQ510A、Q510B之一不导通，那么驱动限制电路650防止驱动电路530在当前这个半周期中再次尝试使对应的FET导通。当双向触发二极管532在每个半周期中点火时，驱动限制电路650在正半周期中传导点火电流IFIRE和在电容器C652a的两端上产生偏移电压VOFFSET，并且在负半周期中在电容器C652B上产生偏移电压。电容器C452A在正半周期中通过二极管D654A充电，并且电容器C452B在负半周期中通过二极管D654B充电。例如，电容器C652A、C652B可以具有大约0.1μF的电容。放电电阻器R656A、R656B分别与电容器C652A、C652B耦合并联连接，并且每个具有例如大约33kΩ的电阻。所述驱动限制电路450进一步包括以反串联连接方式耦合连接的两个稳压二极管Z658A、Z658B，其中每个具有相同的转折电压VZ(例如，大约40V)。稳压二极管Z658A、Z658B耦合连接到定时电路520上，以在正、负两个半周期中限制定时电压VTIM的幅值到钳位电压VCLAMP，即，大约等于转折电压VZ的电压。在正半周期开头，驱动限制电路540的电容器C652A没有电荷，因此，在该电容器两端没有带电压。定时电压信号VTIM增加，直到定时电压VTIM的幅值大致超过双向触发二极管532的转折电压VBR。当双向触发二极管532点火时，二极管D654A和电容器C652A传导点火电流IFIRE的脉冲，并且在电容器C652A的两端建立偏移电压VOFFSET(例如，大约12伏特)。在双向触发二极管532完成传导点火电流IFIRE之后，电容器C522两端的电压大致下降到双向触发二极管的转折电压(例如，大约10伏特)，而达到一个预定电压VP(例如，大约22伏特)。如果过电流保护电路540使FETQ510A、Q510B之一不导通，那么定时电压信号VTIM会开始再次增加。定时电压VTIM的幅值必须大致超过双向触发二极管532的转折电压VBR加上电容器C652A两端上的偏移电压VOFFSET(例如，大约44伏特)，以便双向触发二极管532再次传导点火电流IFIRE的脉冲。然而，因为稳压二极管Z658A将定时电压VTIM限制到转折电压VZ(即，大约40伏特)，所以可防止定时电压VTIM超过电压阈值VTH。因此，在过电流条件的情况下，可以防止驱动电路530在每个半周期中反复尝试致使FETQ510A、Q510B导通。防止定时电压VTIM超过电压阈值VTH直到电容器C652A两端的电压ΔV大致衰减到稳压二极管Z658A的转折电压VZ减去所述的双向触发二极管532的转折电压VBR为止，电容器C652A通过放电电阻器R656A缓慢放电，使得电容器C652A两端的电压ΔV大致衰减到稳压二极管Z658A的转折电压VZ减去该双向触发二极管532的转折电压VBR所需的时间足够长，以便使得驱动电路530在每个半周期中仅仅尝试一次使FETQ510A、Q510B导通。电容器C652A两端的电压在负半周期中衰减到大致零伏特，使得电容器C652A两端的电压在下一个正半周期开头基本上为零伏特。驱动限制电路650的电容器C652B、二极管D654B、放电电阻器R656B和稳压二极管Z658B在负半周期中以类似方式工作。该驱动限制电路650的实例详见于2009年8月4日公开的、题为“用于防止负载控制装置中的半导体开关多次尝试点火的方法和装置”的共同转让的美国专利No.7,570,031，该专利的全部内容通过引用的方式并入本申请中。图16是根据本发明的第七实施例的调光开关700的简化示意图。调光开关700包括驱动电路730，该驱动电路包括一个单一脉冲变压器734，该脉冲变压器734具有单一的初级绕组以及带有抽头连接734’的二次绕组。所述的双向触发二极管532与脉冲变压器734的单一的初级绕组串联耦合连接。稳压二极管Z536A和电容器C535A的串联组合耦合连接在二次绕组的一端与脉冲变压器734的抽头连接734’之间，而稳压二极管Z536B和电容器C535B的串联组合耦合连接在二次绕组的另一端与脉冲变压器734的抽头连接734’之间。第七实施例的驱动电路730按照与第五实施例的驱动电路530的相同的方式工作，以驱动FETQ510A、510B导通和不导通。图17是根据本发明的第八实施例的调光开关800的简化示意图。调光开关800包括机械式气隙开关S814以及以反串联连接方式耦合连接在热端H与调光的热端DH之间的两个FETQ510A、Q510B，用于控制被传递到所连接的LED驱动器102的功率大小。如同在第五、第六和第七实施例中，FETQ810A、Q810B具有接受对应的栅极电压VG1、VG2的控制输入(即，栅极)，用于驱动FET导通和不导通。LED光源104在开关S814打开时关闭，并且在开关闭合时工作。调光开关800包括一个控制电路，该控制电路包括定时电路820和电源880，并且是可操作的，以通过LED驱动器102传导控制电流ICNTL。所述的定时电路820传导定时电流ITIM，以便产生定时电压VTIM(如同第五实施例)。调光开关800进一步包括一驱动电路830，用于响应于定时电压VTIM致使FET810A、Q810B导通和不导通；以及包括一个过电流保护电路860，用于当过电流流过FET的情况下致使所述的FET810A、Q810B不导通。电源880产生用于给驱动电路830和过电流保护电路860供电的直流电压VS(例如大约14.4伏特)，在调光开关800不传导负载电流ILOAD到LED驱动器102并且建立在调光开关两端上的电压的幅值大致等于交流线电压VAC的幅值时，所述电源880传导充电电流ICHRG流过LED驱动器102。流过LED驱动器102的控制电流ICNTL大致等于定时电路820的定时电流ITIM和电源880的充电电流ICHRG的总和。电源880包括耦合连接到所述热端H(经由开关S814)的二极管D881，使电源880仅仅在交流电源105的正半周期中充电。电源880包括一个通过-晶体管电路，该通过-晶体管电路用于在电容器C882(例如，具有大约10μF的电容)的两端产生电源电压VS。该通过-晶体管电路包括NPN双极面结型晶体管Q883、电阻器R884(例如，具有大约220Ω的电阻)、电阻器R885(例如，具有大约470kΩ的电阻)和稳压二极管Z886。电容器C882耦合连接到晶体管Q883的发射极，使得该电容器能够通过该晶体管充电。稳压二极管Z886连接到晶体管Q883的基极，并且具有例如大约15V的转折电压，使得电容C882能够充电到大致等于转折电压减去晶体管的基极-发射极压降的电压。电源880进一步包括一个弹性卡入式电路，该弹性卡入式电路包括PNP双极面结型晶体管Q887、电阻器R888(例如，具有大约22kΩ的电阻)和稳压二极管Z889。电阻器R888和稳压二极管Z889耦合串联在晶体管Q887的基极，并且晶体管Q887的集电极耦合连接到电容器C890。稳压二极管Z889具有例如大约12V的转折电压，当电容器C882两端的电压幅值大致超过稳压二极管Z889的转折电压加上晶体管Q887的发射极-基极压降时，使得电容器C882两端上的电压能跨接在电容器C890上。当电容器C882两端上的电压幅值下降到大致低于稳压二极管Z889的转折电压加上晶体管Q887的发射极-基极压降时，跨在电容器C882上的电压的连接与电容器C890脱开，使得电源电压VS将会下降到大致电路公共端电压(即，大约零伏特)。定时电路820传导定时电流ITIM并且在电容器C822(例如，具有大约0.047μF的电容)的两端产生定时电压VTIM。电容器C822从交流电源105通过电阻器R824、R825(例如，分别具有大约27kΩ和10kΩ的电阻)和电位器R826(例如，具有在大约0kΩ至300kΩ的范围内的电阻)充电。校准电位器R827跨接在电位器R826上，并且具有例如在大约0至500kΩ范围内的电阻。定时电路820进一步包括双向触发二极管828，该双向触发二极管具有例如大约64V的转折电压，并且工作以提供用于定时电路的电压补偿(按照与第五实施例的定时电路520的双向触发二极管528相同的方式)。驱动电路830用于响应于定时电路820的定时电压VTIM产生栅极电压VG1、VG2，在互补的基础上致使FETQ810A、Q810B导通和不导通。驱动电路830包括双向触发二极管832(例如，具有大约32伏特的转折电压)、电阻器R834(例如，具有大约680Ω的电阻)以及两个光电耦合器U835A、U835B。当定时电压VTIM的幅值大致超过双向触发二极管832的转折电压时，该双向触发二极管在正半周期中通过第一光电耦合器U835A的输入光电二极管，并且在负半周期中通过第二光电耦合器U835B的输入光电二极管传导点火电流IFIRE。因此，第一光电耦合器U835A的输出光电晶体管在正半周期中导通，并且第二光电耦合器U835B的输出光电晶体管在负半周期中导通。光电耦合器U835A、U835B的输出光电晶体管经由对应的电阻器R836、R838设置在电源电压VS与电路公共端之间，电阻器R836、R838中的每个具有例如大约4.7kΩ的电阻。光电耦合器U835A、U835B的输出光电晶体管还耦合连接到置位复位(SR)锁存器U840A、U840B、U840C、U840D，这些置位复位锁存器工作，以产生栅极电压VG1、VG2，并且因此在互补的基础上使FETQ810A、Q810B导通和不导通。例如，所述的SR锁存器U840A、U840B、U840C、U840D可以采用由电源电压VS供电的单个集成电路(IC)的一部分来实现，如图17所示，第一光电耦合器U835A的输出光电晶体管耦合连接到第一SR锁存器U840A的置位输入，并且连接到第二SR锁存器U840B的复位输入。第二光电耦合器U835B的输出光电晶体管连接到第二SR锁存器U840B的置位输入，并且连接到第一SR锁存器U840A的复位输入。第一SR锁存器U840A的输出通过电阻器R842耦合连接到第一FETQ810A的栅极，并且第二SR锁存器U840B的输出通过电阻器R852耦合连接到第二FETQ810B的栅极，电阻器R842、R852的每个具有例如大约47kΩ的电阻。当第一光电耦合器U835A的输出光电晶体管在正半周期中导通时，第一SR锁存器U840A的输出被朝着电源电压VS拉升(因此致使第一FETQ810A导通)，而第二SR锁存器U840B的输出被朝着电路公共端拉低(因此致使第二FETQ810B不导通)。类似地，当第二光电耦合器U835B的输出光电晶体管在负半周期中导通时，第二SR锁存器U840B的输出被朝着电源电压VS拉升(因此致使第二FETQ810B导通)，而第一SR锁存器U840A的输出被朝着电路公共端拉低(因此致使第一FETQ810A不导通)。由于第一SR锁存器U840A的置位输入耦合连接到第二SR锁存器U840B的复位输入，并且第二SR锁存器的置位输入耦合连接到第一SR锁存器的复位输入，所述的FETQ810A、Q810B以互补方式被驱动(按照第五实施例中的方式)，使得FET之一导通，同时另一个FET不导通。过电流保护电路860耦合连接到第三和第四SR锁存器U840C、U840D的置位输入，用于在过电流流过FET的情况下致使FETQ810A、Q810B不导通。第三SR锁存U840C的输出经由电阻器R846(例如，具有大约18kΩ的电阻)耦合连接到NPN双极结型晶体管Q844，该晶体管Q844的集电极经由电阻器R848(例如，具有大约330Ω的电阻)耦合连接到第一FETQ810A的栅极。驱动电路830包括用于将第四SR锁存器U840D的输出耦合连接到第二FETQ810B的栅极的类似电路。过电流保护电路860包括传感电阻器R870(例如，具有大约0.015Ω的电阻)，该传感电阻器R870串联耦合连接在FETQ810A、Q810B之间，并且电路公共端在该传感电阻器的一侧作为参考基准(如图12所示)，使得在传感电阻器两端上产生的电压幅值与负载电流ILOAD的幅值成正比。传感电阻器R870经由电阻器R862(例如，具有大约2.2KΩ的电阻)耦合连接到NPN双极结型晶体管Q861的基极。电阻器R863耦合连接在晶体管Q861的基极与发射极之间，并且具有例如大约4.7kΩ的电阻。晶体管Q861的发射极耦合连接到电路公共端，并且其集电极经由两个电阻器R864、R865(例如，分别具有大约18kΩ和4.7kΩ的电阻)耦合连接到电源电压VS。电阻器R864、R865的连接节点与PNP双极结型晶体管Q866的基极相连接。晶体管Q866的发射极连接到电源电压VS，并且集电极通过电阻器R867(例如，具有大约510Ω的电阻)连接到电路公共端。晶体管Q866的集电极耦合连接到第三SR锁存器U840C的置位输入，用于在正半周期中在过电流条件的情况下致使第一FETQ810A不导通。过电流保护电路860包括用于在负半周期中在过电流条件的情况下致使第二FETQ810B不导通的类似电路(包括晶体管Q871、Q876和电阻器R872、R873、R874、R875、R877)。在正半周期中在过电流条件的情况下，过电流保护电路860驱动第三SR锁存器U840C的置位输入朝着电源电压VS拉升，因此，晶体管Q844导通，从而朝着电路公共端拉低栅极电压VG1，并且致使第一FETQ810A不导通。第二光电耦合器U835B的输出光电晶体管耦合连接到第三SR锁存器U840C的复位输入，使得过电流保护在下个半周期(即，负半周期)中被复位。特别地，当第二光电耦合器U835B的输出光电晶体管在负半周期中导通时，第三SR锁存器U840C的复位输入被驱动朝着电源电压VS拉升，因此致使晶体管Q844不导通，并且允许第一SR锁存器U840A控制第一FETQ810A。类似地，过电流保护电路860驱动第四SR锁存器U840D的置位输入朝着电源电压VS拉升，因此在负半周期中在过电流条件的情况下致使第二FETQ810B不导通。在正半周期中当第一光电耦合器U835A的输出光学晶体管导通时，第四SR锁存器U840D的复位输入被驱动拉升，因此允许第二SR锁存器U840B再次控制所述的第二FETQ810B。图18是根据本发明的第九实施例的“智能”调光开关900的简化示意图，该调光开关给用户提供先进的特征和功能。如图18所示，第九实施例的调光开关900的双向半导体开关110采用由栅极耦合电路350驱动的双向可控硅110’，该栅极耦合电路具有两个反串联连接的FETQ352a、Q352B(按照第三实施例的调光开关300中的方式)。调光开关900包括一气隙开关S912，可以由气隙致动器(图中未示出)致动，以便当用于高效率照明负载时允许在交流电源105与高效率照明负载101之间存在气隙分隔。气隙开关S912不是用于触发LED光源104工作和断开的主要装置，以下将会更加详细地描述。智能调光开关的实例详见于此前引用的美国专利No.5,248,919。调光开关900包括数字控制电路915，该数字控制电路具有用于产生驱动电压VDR(与图7所示的第三实施例的驱动电路VDR-INV相同)的微处理器930。可替代地，微处理器930可以实施为微控制器、可编程逻辑器件(PLD)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或任何合适的控制器或处理设备。此外，调光开关900的双向可控硅110’可以可替代地由第一实施例的调光开关100的光电耦合器U152来驱动。另外，第九实施例的调光开关900的双向半导体开关110可以可替代地实施为同时被控制成导通和不导通的反串联连接的两个FET(即，按照第二实施例的调光开关200的FETQ210A、Q210B相同的方式)。数字控制电路915还包括电源920，该电源是可操作的，以通过LED驱动器102传导的充电电流ICHRG来产生直流电源电压VCC。例如，电源920可以包括一个通过-晶体管电路(如同图4的第一实施例的调光开关100中的通过-晶体管电路)或者任何不会通过LED驱动器102抽取大量充电电流的合适的电源。数字控制电路915包括带有两个电阻器R934、R935的分压器，用于产生具有适合提供给微处理器930的幅值的比例电压VSCALED。比例电压VSCALED代表在双向半导体开关110两端上建立的电压。微处理器930可以具有一个用于对比例电压VSCALED进行采样的模数转换器(ADC)，使得微处理器930是可操作的，以根据双向半导体开关110两端的电压来确定相位控制电压VPC的过零点。数字控制电路915进一步包括一个切换触摸开关STOGGLE、采用一个升高触摸开关SRAISE以及一个下降触摸开关SLOWER来接收用户的输入，该切换触摸开关STOGGLE可以机械地耦合连接到拨转开关或按钮上，升高和下降开关SRAISE、SLOWER可以分别机械地耦合连接到例如单独的升高按钮和下降按钮，或者具有上部和下部的翘板开关上。所述的切换触摸开关STOGGLE与在电源电压VCC和电路公共端之间的电阻器R936串联连接，并且产生一个切换控制信号VTOGGLE。所述的升高开关SRAISE与在电源电压VCC和电路公共端之间的电阻器R938串联连接，并且产生一个升高控制信号VRAISE。所述的下降开关SLOWER与在电源电压VCC和电路公共端之间的电阻器R938串联连接，并且产生一个下降控制信号VLOWER。微处理器930接收所述的切换控制信号VTOGGLE、上升控制信号VRAISE和下降控制信号VLOWER。微处理器930是可操作的，以响应于切换触摸开关STOGGLE的后续动作，来启动和关闭LED光源104。微处理器930是可操作的，以响应于升高开关SRAISE的动作来增加LED光源104的目标强度LTRGT，并且以响应于下降开关SLOWER的动作来减小目标强度LTRGT。可替代地，数字控制电路915可以包括用于产生直流电压的电位器，该直流电压代表LED光源104的期望强度，并且例如其幅值响应于调光开关900的强度调节器的位置的变化而变化(即，类似于第一实施例的调光开关100的电位器R144和强度调节器118)。此外，调光开关900可以包括视觉显示器(图中未示出)，例如，线性阵列的发光二极管(LED)，用于显示反馈信息给调光开关900的用户。例如，微处理器930可以使LED之一点亮以显示LED光源104的目标强度LTRGT的视觉显示。当LED光源104被关闭时，微处理器930可以使LED微亮地照明，以提供夜灯的效果。当重新开启LED光源时，LED之一可以点亮到更高的强度，以显示微处理器930将会控制LED光源104所达到的目标强度LTRGT。夜灯的特征详见于1995年3月21日公开的、题为“所有照明元件照明而一个照明元件比其他更亮的具有多个照明元件的照明指示装置”的共同转让的美国专利No.5,399,940，该申请的全部内容通过引用的方式并入本申请中。另外，调光开关900的微处理器930可以可替代地用于从有线或无线信号接收器接收数字信号。例如，调光开关900的数字控制电路915可以包括一个用于发送和接收射频信号的射频(RF)通信电路(图中未示出)，例如，射频收发器和天线(图中未示出)。微处理器930可以是可操作的，以响应于经由射频信号接受的数字消息来控制双向半导体开关110。微处理器930和射频收发器两者均能够进入睡眠模式(即，低功率模式)，以保存电池电力。在睡眠模式中，射频收发器是可周期性地唤醒操作的，以便在一个采样周期VLOWER对射频能量进行采样(例如，聆听)。在射频收发器检测到存在任何射频信号106的情况下，射频收发器是可以唤醒微处理器930，使得微处理器可以开始处理接收的射频信号。每当微处理器930被唤醒，微处理器就消耗了额外的电力(因为微处理器在唤醒时完全供电)。可替代地，调光开关900的射频通信电路可以仅包括分别用于仅仅接收或发送射频信号的射频接收器或射频发射器。射频负载控制装置和用于壁挂式负载控制装置的天线的实例详见于1999年11月9日公布的共同转让的美国专利No.5,982,103和于2008年4月22日公布的美国专利No.7,362,285，标题均为“紧凑型射频发射和接收天线及其控制装置”；以及于2012年3月8日提交的、题为“低功率射频接收器”的美国专利申请No.13/415,537，这些专利和申请的全部内容通过引用的方式并入本申请中。图19是由微处理器930所执行的开关过程1000的简化流程图。在步骤1010中，程序响应于升高开关SRAISE或下降开关SLOWER之一的动作(即指如果升高控制信号VRAISE亦或下降控制信号VLOWER被拉低到电路公共端的动作)而启动，如果在步骤1012判断是启动升高开关SRAISE，那么在步骤1014中，微处理器930通过减少点火时间TFIRE(大致等于图3A和图3B中所示的非导通时间TNC)来增加LED光源104的目标强度LTRGT。如果在步骤1016判断是启动下降开关SLOWER，那么在步骤1018中，微处理器930在退出该按钮程序1000之前通过增加点火时间来减小LED光源104的目标强度LTRGT。图20是由微处理器930周期性地(例如，每100微秒)执行的控制过程1100的简化流程图，通过对比例电压VSCALED进行采样，产生驱动电压VDR。首先，微处理器930在步骤1110使用ADC对比例电压VSCALED进行采样。在步骤1112，微处理器930确定比例电压VSCALED的幅值是否增加以及当前样本是否大于前一个样本，以便检测出该比例电压VSCALED在过零点阈值处的的一个正过渡。如果微处理器930在步骤1112中检测出存在在过零点阈值的正过渡，并且在步骤1114设置RESET标志，那么微处理器930在步骤1116中清除RESET标志。然后在控制程序1100退出之前，微处理器930在步骤1118中将定时器初始化为零，并且开始使定时器的值增大。如果在步骤1114没有设置“重置RESET”标志，那么微处理器930在步骤1118不会重启所述定时器的初始化。如果在步骤1120中所述定时器等于点火时间TFIRE，那么微处理器930将拉低驱动电压VDR大致到电路公共端，以使双向半导体开关110在步骤1122中导通，并且退出控制程序1100。如果在步骤1124中，时间等于总时间TTOTAL，那么在步骤1126中，微处理器930拉升驱动电压VDR大致到电源电压VCC，使双向半导体开关110不导通。总时间TTOTAL可以等于定时电路130在第一实施例的调光开关100中产生定时电压VTIM的固定时间量TTIM(例如，大约7.5毫秒)。在步骤1128中，微处理器930设置RESET标志，并且退出控制程序1100。RESET标志允许微处理器930确保定时器在总时间TTOTAL之前不会重启。图21是根据本发明的第十实施例的调光开关1200的简化示意图。调光开关1200包括栅极耦合电路1250，该栅极耦合电路具有以反串联连接方式耦合连接在栅极与双向可控硅110’的第一个主负载端(例如，所述调光开关的热端H)之间的两个FETQ1252A、Q1252B。所述的FETQ1252A、Q1252B的源极通过两个电阻器R1253,、R1254(例如，每个都具有大约5.6Ω的电阻)耦合连接在一起，其中两个电阻器R1253,、R1254的连接节点与电路公共端相连接。调光开关1200包括具有微处理器1230的数字控制电路1215，该微处理器响应于致动器1236(比如像第九实施例的切换触摸开关STOGGLE、升高触摸开关SRAISE和下降触摸开关SLOWER)的动作而工作。数字控制电路1215包括一个过零点检测电路1234，该电路产生代表交流线电压的过零点的过零点电压VZC。数字控制电路1215还包括电源1220，该电源是可操作的，以传导通过LED驱动器102的充电电流ICHRG，用于产生驱动FETQ1252A、Q1252B的第一直流电源电压VCC1(例如，大约8伏特)和给微处理器1230供电的第二直流电源电压VCC2(例如，大约4伏特)。第一和第二直流电源电压VCC1、VCC2都以电路公共端为参考，并且电源1220传导通过电路公共端的充电电流ICHRG。例如，电源1220可以包括用于产生第一直流电源电压VCC1的电阻稳压电源以及用于产生第二直流电源电压VCC2的高效率开关电源。第十实施例的栅极耦合电路1250非常类似于第三实施例的栅极耦合电路350。然而，第十实施例的栅极耦合电路1250包括允许独立控制FETQ1252A、Q1252B的第一和第二栅极驱动电路1260、1270。微处理器1230产生由对应的栅极驱动电路1260、1270接收的两个驱动电压VDR1、VDR2，用于致使对应的FETQ1252A、Q1252B导通和不导通，使得双向可控硅110’可以导通，以传导负载电流ILOAD到LED驱动器102。调光开关1200包括电阻器R1258，其电阻为例如大约90.9Ω，并且耦合连接在栅极与双向可控硅110’的一个主负载端(例如，与所述调光开关的调光的热端DH连接的端)之间。此外，调光开关1200包括一个可控开关电路1280，它与反串联连接的FETQ1252A、Q1252B以及双向可控硅110’的栅极串联耦合连接。微处理器1230产生开关控制电压VSW，用于致使可控开关电路1280导通和不导通。当可控开关电路1280导通时，FETQ1252A、Q1252B能够通过双向可控硅110’的栅极传导栅极电流IG，使该双向可控硅开关元件导通。微处理器1230是可操作的，以在交流线电压的每个半周期末之前使双向可控硅110’的栅极与FETQ1252A、Q1252B分离。然而，FETQ1252A、Q1252B可以在双向可控硅110’之前、且在当前半周期末之后将负载电流ILOAD传导到LED驱动器102，以下将更加详细地进行描述。图22是调光开关1200的一部分的简化示意图，示出了第一和第二栅极驱动电路1260、1270以及可控开关电路1280的更多细节。第一栅极驱动电路1260包括一NPN双极结型晶体管Q1261，它具有经由电阻器R1262(例如，具有大约200kΩ的电阻)接收第一驱动电压VDR1的基极，该晶体管Q1261的集电极通过电阻器R1263(例如，具有大约200kΩ的电阻)耦合连接到第一直流电源电压VCC1，并且耦合连接到另一个NPN双极结型晶体管Q1264的基极。晶体管Q1264的集电极-发射极结与二极管D1265以及另一个NPN双极结型晶体管Q1266的集电极-发射极结串联耦合连接。晶体管Q1266的基极通过电阻器R1267(例如，具有大约200kΩ的电阻)耦合连接到第一直流电源电压VCC1并且连接到晶体管Q1266的集电极。晶体管Q1266的所述结和二极管D1265通过栅极电阻器R1268(例如，具有大约47Ω的电阻)耦合连接到第一FETQ1252A的栅极。当第一驱动电压VDR1很低(即，大约为电路公共端的地位)时，晶体管Q1261不导通，使得晶体管Q1265的基极被驱动朝着第一直流电源电压VCC1拉升。因此，晶体管Q1265导通，从而被驱动朝着电路公共端拉低晶体管Q1266的基极以及第一FETQ1252A的基极，使得该FET不导通。但是，当第一驱动电压VDR1很高(即，大约等于第一直流电源电压VCC1)时，晶体管Q1261变成导通，使得晶体管Q1265变为不导通。因此，晶体管Q1266变成导通，并且第一FETQ1252A的基极被驱动朝着第一直流电源电压VCC1拉升，使得所述的FET导通。第二栅极驱动电路1270具有用于响应于第二驱动电压VDR2致使第二FETQ1252B导通和不导通的相同结构和操作。可控开关电路1280耦合连接在反串联连接的FETQ1252A、Q1252B与双向可控硅110’的栅极之间，并且响应于来自微处理器1230的开关控制电压VSW，所述的双向可控硅110’的栅极经由一个电容器C1290(例如，具有大约0.1μF的电容)和一个电阻器R1292(例如，具有大约47Ω的电阻)的并联组合耦合连接到其主端之一。可控开关电路1280包括一个包含四个二极管D1281至D1284的全波整流电桥，该整流电桥的交流端与双向可控硅110’的栅极串联，而一个NPN双极结型晶体管Q1285跨接在整流电桥的直流端上。可控开关电路1280还包括光电耦合器U1286，它具有与跨接在电桥的直流端上的电阻器R1287串联耦合连接的输出光电耦合器。例如，电阻器R1287可以具有大约150kΩ的电阻器。开关控制电压VSW经由电阻器R1288(例如，具有大约10kΩ的电阻)耦合连接到光电耦合器U1286的输入光电二极管。当开关控制电压VSW很低时，光电耦合器U1286的输出光电晶体管不导通，使得晶体管Q1285不导通(即，可控开关电路1280不导通)。然而，当开关控制电压VSW很高时，光电耦合器U1286的输出光电晶体管导通，使得晶体管Q1285导通(即，可控开关电路1280导通，并且双向可控硅110’的栅极连接到反串联连接的FETQ1252A、Q1252B)。图23示出了根据本发明的第十实施例的调光开关1200的操作的实例波形。微处理器1230是可操作的，以响应于过零点检测电路1234产生的过零点电压来确定在时间t1的直流线电压的过零点。在每个半周期开头，FETQ1252A、Q1252B不导通，使得第一FETQ1252A在正半周期中阻挡电流，并且第二FETQ1252B在负半周期中阻挡电流。微处理器1230同时拉升驱动电压VDR1、VDR2两者，使得FETQ1252A、Q1252B是可操作的，以通过双向可控硅110’的栅极传导栅极电流IG从而使该双向可控硅开关元件以期望的相位角导通(例如，在图23中所示的t3)。在正半周期中，微处理器1230在半周期末(即，图23中的时间t6)之前的时间t5拉低第二驱动电压VDR2，使得第二FETQ1252B将变为不导通，并且准备在负半周期开头阻挡电流。当第二驱动电压VDR2在时间t5被拉低之后，第二FETQ1252B是可操作的，以通过其体二极管传导电流直到半周期末。在该半周期末之后，微处理器1230在时间t7拉低第一驱动电压VDR1，使得第一FETQ1252A保持导通，直到当前正半周期末。类似地，在负半周期中，微处理器1230在半周期末之前拉低第一驱动电压VDR1并在半周期末之后拉低第二驱动电压VDR2。微处理器1230驱动拉升所述的开关控制电压VSW(例如，在如图23中所示的时间t2)，以使可控开关电路1280在致使FETQ1252A、Q1252B导通之前先变成导通，例如，在这两个FET呈现导通的时间t3之前大约40微秒。如果FETQ1252A、Q1252B过于靠近半周期末允许双向可控硅110’的栅极传导栅极电流IG，那么该双向可控硅110’可能在下一个半周期开头被错误地致使导通，这会使所述双向可控硅开关元件在整个下一个半周期都导通，由此导致LED光源104呈现闪烁。因此，微处理器1230驱动拉低开关控制电压VSW(例如，在图23中的时间t4)，以导致可控开关电路1280在当前半周期末之前、例如在半周期末之前大约600-1000微秒(例如，在图23中的时间t6)变成不导通。由于可控开关电路1280在半周期末之前变成不导通，所以双向可控硅110’在负载电流ILOAD的幅值下降到低于该双向可控硅的额定保持电流时是能够断开的，使双向可控硅110’在当前半周期中无法再次导通，并且能在下一个半周期开头时保持不导通。如果需要LED驱动器102在双向可控硅110’断开之后传导电流，那么FETQ1252A、Q1252B能够传导负载电流ILOAD。因此，调光开关1200能够传导电流流过LED驱动器102，独立于双向可控硅110’的额定保持电流，并且无需在太靠近下一个半周期的情况下驱动所述的双向可控硅110’。由于调光开关1200包括微处理器1230，该调光开关可以为调光开关的用户提供预设的特征和功能。用户通过使用例如预设的编程模式能够调节调光开关1200的特征和功能。微处理器1230可以是可操作的，以响应于致动器1236的一个或多个动作来进入预设的编程模式。例如，用户可以调节低端强度LLE和高端强度LHE，微处理器1230可以在这两者之间的范围内控制LED光源104的目标强度LTRGT。具有预设的编程模式的调光开关详见于2007年3月13日公开的、题为“可编程墙盒式调光器”的共同转让的美国专利No.7,190,125，该专利的全部内容通过引用的方式并入本申请中。此外，用户可以通过使用预设的编程模式，即，响应于致动器1236的一个或多个动作来使调光开关1200进入低功率模式。在低功率模式中，微处理器1230可以禁用调光开关1200的一个或多个电路(即，电源1220的负载)，以当LED光源104关闭时减小传导到LED驱动器102的电流量。例如，微处理器1230可以是可操作的，以关闭LED，使得调光开关1200在LED光源104关闭时不提供夜灯功能。另外，微处理器1230可以是可操作的，以在LED光源104关闭时，禁用射频通信电路。可替代地，微处理器1230可以增大采样周期TSAMPLE，使得射频通信电路唤醒更小的频率来对射频能量进行采样，因此消耗更少的功率。图24是根据本发明的第十一实施例的调光开关1300的简化方框图。调光开关1300非常类似于第十实施例的调光开关1200。不过，调光开关1300具有可连接地极的接地端GND。过零点检测器1234和调光开关1300的电源1220可以耦合连接在热端H与接地端GND(而不是调光的热端DH)之间。因此，电源1220通过接地端GND(而不是LED驱动器102)传导充电电流ICHRG。可替代地，第九、第十和第十一实施例的智能调光开关900、1200、1300可以包括模拟调光开关，例如，如同第一至第八实施例中的具有机械式气隙开关S112的调光开关，该机械式气隙开关连接到用于点亮和关闭LED光源104的翘板开关116以及用于调节LED光源104强度的强度调节器118。第九、第十和第十一实施例的调光开关900、1200、1300的微处理器930、1230可以仅仅在机械式气隙开关S112打开时不被供电。虽然本发明已经参照具有用于控制LED光源104的强度的LED驱动器102的高效率照明负载101进行了描述，但是调光开关100、200、300、400、500、600、700、800、900、1200、1300用于控制所传输功率大小的对象可以是其他类型的照明负载(例如，白炽灯、卤素灯、磁低压灯、电子低压灯)、其他类型的电气负载(例如，电动机和风扇负载)以及其他类型的负载调节装置(例如，用于荧光灯的电子调光镇流器)。本申请涉及于2010年11月23日提交的、题为“两线式模拟FET基的调光开关”的共同转让的美国专利申请No.12/953,057，该申请的全部内容通过引用的方式并入本申请中。虽然本发明结合一些具体的实施例进行了描述，但是许多其他变化和修改以及其他用途对本领域的技术人员会变得明白。因此，优选的是，本发明并非由本文中的具体公开内容限定，而是由所附的权利要求书限定。