添加了过滤和保护的无电极荧光镇流器驱动电路和谐振电路的制作方法

相关申请的交叉引用

本申请是要求2014年8月19日提交的美国序列号62/039,372的优先权的非临时申请，其公开内容通过引用具体地并入本文。

本发明涉及无电极/感应荧光灯的发光。

背景技术：

由于荧光灯比电灯泡具有更高的效率和更长的寿命，因此近年来荧光灯在工业中已被广泛使用。虽然常规荧光灯具有电极，但是感应荧光灯不使用任何电极以用于其操作。使用感应荧光灯的照明系统包括感应耦合的无电极荧光灯及其驱动镇流器。在灯系统中采用电磁感应的原理来对等离子体进行点火，使得等离子体在管的荧光壁上发光。由于灯系统不包含任何电极，所以无电极灯的寿命明显高于典型的荧光灯。这些灯的性质是它们需要更高的点亮频率来点亮和更高的工作频率以保持恒定的光输出。这些频率处于射频范围内。虽然自振荡谐振电路经常用在这些镇流器中，但它们不是功率因数校正或有效的。自振荡电路对组件的变化非常敏感，并且它们不是非常适合于高温应用。由于低维护和更长寿命的特征，无电极灯通常安装在高湾、隧道、高天花板和空气循环和通风非常小的其他位置，并且由此灯和镇流器经受极端高温条件。较差的灯具设计也会给灯-镇流器系统增加更多的热量。由于环境使用因素引起的极热条件将改变灯和镇流器参数，例如灯电感和镇流器操作特性。因此，具有能够承受更高温度同时保持其良好的电力质量的灯-镇流器系统是非常重要的。

技术实现要素：

本发明大体上涉及改进与无电极感应荧光灯泡一起使用的镇流器电路的方法。

本发明涉及一种用于无电极感应荧光灯的工作电路。用于无电极感应灯的电子镇流器包括：ac-dc整流、功率因数校正(当对校正的dc进行升压时)、使用半桥结构的mosfet的dc-ac逆变、用于点亮灯并且维持灯输出的镇流器谐振电路、以及用于该电路的共模和差模滤波器。无电极感应荧光灯在其性质上是独特的，并且与传统荧光灯相比，它们需要高得多的工作频率。虽然一些无电极镇流器在1.25mhz和235khz运行，但是测量出200khz的运行频率对于选择谐振电感器和电容器是最佳的，以在高环境温度的情况下保持连续操作和重新启动。选择能够在具有高功率要求的这些频率条件下运行的镇流器ic(芯片)几乎是不可能的，这是由于它们在处理电应力方面的限制。为了克服电应力问题并使ic在较高功率较高频率条件下运行，在电路中采用隔离的高端栅极变压器。本发明时论了栅极驱动隔离电路以及镇流器电路的独特谐振条件。本发明还讨论了向镇流器电路添加波形校正电路以便在严苛的电气条件下过滤噪声和保护电路。

因此，本发明的目的是提供用于无电极感应荧光灯泡的改进的镇流器电路。

对于本领域技术人员来说，结合下面阐述的本发明的附图和详细描述，该目的和优点以及其它目的和优点将是显而易见的。

附图说明

图1是根据本发明的使用感应荧光灯的照明系统的镇流器电路的框图。

图2是由图1中的框100表示的dc-dc功率因数校正电路的示意图。

图3是由图1中的框60表示的dc-ac半桥逆变器电路的示意图。

图4是由图1中的框70表示的谐振电路的示意图。

图5示出了由图1中的框50表示的如美国专利no.7,446,436中公开的波形校正滤波器。

图6示出了针对典型的照明应用的基本镇流器ic电路设计。

图7是图9的高端驱动器电路的示意图。

图8是在实际操作中通过图7实现的波形。

图9是比图3更详细地阐述的图1中的框60的示意图。

图10示出了针对传统的电子荧光灯镇流器的典型的q曲线，而图11示出了高温如何使图10的q曲线上的工作点移位。

图12示出了在以高温启动期间传统的无电极荧光灯的谐振回路中实际测量的高能量，而图13示出了理想化的镇流器波形在以高温启动期间应该如何呈现。

图14示出了通过对根据本发明设计的电路的实际测量所获得的q曲线，而图15示出了在以高温启动期间获得的相同电路的实际波形。

具体实施方式

图1给出了在本发明中有用的镇流器电路的框图，其包括使用二极管桥90的ac-dc整流、dc-dc升压功率转换以及功率因数校正100、使用半桥逆变器电路60的dc-ac逆变以及用于点亮灯并保持灯的功率输出恒定的谐振电路70。镇流器电路用共模差模滤波器80保护，并且还将波形校正电路50并联添加到电路以提高保护和性能。

图2示出了图1的镇流器电路的dc-dc升压部分以及有源功率因数校正。集成电路stl6562101在转变模式操作中与传统升压拓扑中的mosfet102开关和升压电感器105一起使用，从而以校正的功率因数0.99和低thd水平通过整流dc104在103实现升压的dc。在该升压拓扑中使用低损耗升压电感器105。选择电解电容器106，使得其可以在最大温度条件下在更长的寿命期间处理最大纹波电流。

图3示出了图1的镇流器电路的dc-ac逆变器部分，其在半桥谐振逆变器模型中采用两个mosfet开关1和20。集成电路ir215628用于驱动电路中的两个mosfet1和20。栅极隔离变压器7用于隔离与ho引脚18和vs34连接的高端栅极。钳位齐纳器3和4连接在mosfet1两端，以确保10处的电压不超过齐纳管的钳位电压。低端mosfet20通过偏置电阻42与lo41连接。

图4示出了图1的镇流器电路的谐振电路，其包括阻隔电容器23、谐振电感器24和谐振电容器25以及无电极灯26。

图5示出了并联添加到系统的波形校正技术51。

本发明主要处理图1中提到的镇流器电路的波形校正50、dc-ac半桥逆变器电路60和谐振电路70等部分。

dc-ac逆变电路的详细说明：

图6示出了用于典型照明应用的基本镇流器ic电路设计。该电路使用镇流器ic28来驱动高端mosfet1和低端mosfet20，从而从端子21切换升压的dc。基于ic的内部栅极驱动电路，高端从端子33和34切换，并在35处输出信号。因此，信号35实际上以34为参考，并且通过栅极偏置电阻37馈送到高端mosfet1的栅极10。为了导通mosfet1，栅极10处的电压需要大于11处的电压，因此引脚35总是高于引脚34。低端mosfet20通过其偏置电阻42从ic28的低端驱动输出端41接收其栅极信号。当ic上电时，其产生针对低端mosfet20的栅极信号41，从而使其导通。此时，高端mosfet1仍然关闭，并且电流的路径是(用于为ic供电的)调节dc39、升压二极管31、自举电容器32、然后是低端mosfet20。这样，自举电容器32被充电到下降到调节的dc电压值的一个二极管。然后，ic产生高端信号35，从而关闭其低端信号41。该高端信号具有33处的幅度(下降到调节的dc电压的一个二极管)将导通高端mosfet1。一旦开关1和20都开始振荡，端子11就将看到高达450vdc的升压dc。在这种情况下，为了导通高端mosftet1，从自举电容器(调节的dc39-二极管压降31)到450vdc的增加的自举电压将成功地导通高端mosfet1。这种使用ic在半桥配置中驱动两个mosfet的方式对于在小于60khz运行的大多数荧光照明应用是成功的。

然而，图6的配置在处理更高工作频率以及更高瓦数应用时是不现实的。由11处的镇流器电路中的谐振回路引起的高能量或高压短持续时间瞬变可能最终通过高端37或低端42被传送到ic28，从而由于故障信号而增加来自mosfet1和20的切换瞬变，因而使得ic28的过早寿命终止或永久性损坏。这些典型的镇流器ic被设计为针对其预热承受最大60khz，而感应照明需要466khz作为预热频率。因此，这些ic不适用于更高频率更高瓦数应用。然而，对于可以在更高瓦数更高频率应用下操作的ic，没有资源或存在有限的资源，并且这使得工程师除了使用现有技术来驱动更高能量应用之外没有其他选择。无电极灯的最有效谐振点为250khz，并且以200khz作为其工作频率。市场上在售的上述ic对于驱动无电极灯应用是无用的，除非对电路进行一些其它添加。

本发明寻求使用最典型的荧光镇流器ic来可靠且有效地运行高频更高能量的无电极灯。如上一段中所述，ic被损坏的主要原因是从谐振回路到ic驱动电路的大量能量传输。为了解决这个问题，实现了栅极信号的隔离。尽管栅极隔离可以在桥的高端和低端实现，但是特别期望的是仅隔离桥的高端，这是因为只有桥的高端承载更高的能量并且使用一个隔离电路而不是两个隔离电路节省了pcb的空间和成本。

高端栅极变压器的实现：

为了以更高的瓦数和更高的频率运行电路，传统的镇流器ic电路需要进一步修改，并且隔离栅极变压器将减轻一些应力。该变压器的附加优点是它将mosfet与控制电路电隔离。图7的驱动电路14包括耦合电容器15、1∶1隔离变压器7、二极管5、偏置电阻6、钳位齐纳二极管3和4、n沟道mosfet1和下拉电阻2。

图7示出了可用于本发明的高端驱动器电路示意图。耦合电容器15串联设置在ho信号18和变压器的有点侧初级侧17之间。变压器8的初级侧的另一端接地19。二极管5连接在栅极电阻6两端，从而将其阳极连接到变压器7的有点次级16并且将其阴极连接到mosfet1的栅极10和/或齐纳器3的阳极和/或栅-源电阻2。电阻2连接在n沟道mosfet1的栅极10和源极11间。电阻2、齐纳器4的阴极连接到变压器7的次级的无点端9。变压器7的无点端次级侧9连接到mosfet1的源极11。

变压器7的绕组比为1∶1，并且输入和输出信号同相(观察16和17处的点)。在理想条件下，变压器不存储任何能量。但是，实际上，变压器中的漏电感和磁化电感存储少量能量，并且这导致低效的变压器设计，其可以影响栅极信号的导通和关断定时。因此，使变压器设计有低漏电感是非常重要的。栅极驱动器在18处相对于19输出高端栅极信号，其中19连接到数字地。耦合电容器15与隔离变压器7的初级绕组串联连接，以便阻隔任何dc电压，同时将ho信号18的ac部分传递到变压器17的有点初级侧。如果耦合电容器15不与绕组串联使用，则变压器7将饱和，因而耦合电容器15重置针对磁化电感的电压。当ho信号18为正时，其将在变压器7的有点端子16处感应正电压，偏置栅极电阻6允许电流绕过二极管5流到n沟道mosfet1的栅极10。二极管5在16处的正电压信号期间是阻隔二极管，并且栅极电流仅通过栅极电阻6。当栅极信号在16处变为零时，二极管5有助于绕过栅极电阻6快速地使mosfet1的栅极电容放电，将栅极10下拉到源极电压11，使得mosfet1被有效且快速地正确关断。偏置栅极电阻6用于避免来自16处的未耦合电感的任何栅极瞬变电流到达mosfet1的栅极10。钳位齐纳二极管3和4用于确保栅极电压不超过指定的电压范围，从而将13处的电压钳位为16v的轨对轨电压。换句话说，这两个齐纳器3和4从松弛耦合的次级电感相关瞬变中扣除负和正摆幅。下拉电阻2用于耗散由来自变压器7的次级绕组16和9的松弛耦合次级电感引起的电压瞬变(dv/dt)。在开关转换期间，13处的非耦合次级电感可能产生可能刺穿mosfet栅极10的氧化物层的电压尖峰，从而永久性地损坏mosfet1。mosfet通常在短路模式中故障，因此半桥中的两个mosfet可能同时导通，从而导致保险丝和/或电流感测电阻断开。因此，必须在mosfet的栅极和源极之间具有下拉电阻2，以保护mosfet免受电压瞬变。耦合电容器15提供ac耦合并因此提供针对栅极驱动信号18的电平移位。在高端mosfet1处添加了图7中的齐纳管3和4以及耦合电容器15之后，与0和vg相反，栅极10现在由-vc和vg-vc驱动；其中vc是耦合电容器15两端的电压，vg是栅极电压。图8中示出了这些波形。通过这样做，fet在其关断时间期间接收负偏压，因此其提高了关断速度。它还提高了mosfet的dv/dt抗扰度。图7中的下拉电阻2在导通期间将栅极拉低，使得fet在启动时始终关闭。下拉电阻2有助于阻隔电容器充电和放电，否则电压不会在阻隔电容器两端形成。

电路的温度依赖性：如上所述，无电极灯系统通常安装在具有非常低的空气循环和通风的高湾和隧道处。在这些环境下，镇流器系统在灯具外部不具有非常好的热传递，因此它们必须承受高温。在这些条件下，无电极灯系统的环境温度可能高达180°f，这导致镇流器组件在高于200°f的温度下运行。在这些极端高温下的组件值变化相当大，从而改变了电路工作条件。随着这些组件的值改变，电路的谐振条件也改变，从而使谐振频率移位高于或低于设计的值。然而，ic被设计为以预编程的死区时间和频率驱动fet，并且谐振频率的任何变化不会亮灯点。由于灯不点亮，因此镇流器ic继续试图重新启动灯，重置其值，所以大量的能量可能在谐振电路中流动。有可能发生以下情况：该能量将沿着高端mosfet到镇流器ic的路径，从而损坏ic的内部驱动器电路。栅极驱动器隔离将防止引起对ic的损坏，从而电隔离去往控制信号的栅极信号。

因此，栅极隔离变压器用于镇流器电路中以增强mosfet控制机制，保护mosfet免受电压瞬变，将控制电路与噪声隔离，缓解ic的内部驱动器电路上的电应力，并降低mosfet处的开关损耗。

谐振电路70：

如图9所示，mosfet1和20连接在图腾电极半桥配置电路中，并由来自ic28的高端和低端栅极信号驱动。控制电路29确定ic28的死区时间、开关频率。mosfet在端子21和22处切换升压的dc。图4的谐振回路包括dc阻隔电容器23、谐振电感器24和谐振电容器25。无电极荧光灯26与谐振电容器25并联连接。mosfet20经由电流感测电阻27接地。电流感测电阻27限制在谐振回路30中被驱动的电流。谐振电容器25的值小于dc阻隔电容器23的值，使得灯26在其初始启动期间获得较高的ac电压。下部电容器25将总是具有比dc阻隔电容器23更高的电压。一旦灯26启动，与谐振电容器25相比，灯将具有较少的阻抗，并且因此谐振电容器表现得像开路一样，使得谐振回路30中仅有电容器23和电感器24。这将改变回路中的谐振条件，从而导致工作频率的变化和电压的变化。

无电极灯中没有任何电极或灯丝，因此它们不需要预热条件，这意味着无电极灯不需要预热时间和预热电流。镇流器ic具有可编程预热时间和预热频率，使得镇流器工作在非常短的预热时间，即140ms，预热频率为466khz。在灯点亮之前，串联l-c电路将以高q因子谐振。一旦预热模式通过，频率向谐振扫描(减小)，并且灯电压增加到高达1-1.5kv以点亮灯。一旦这个高电压点亮灯，电路然后变成具有低q因子的串联l和并联rc。在点亮之后，电路中的频率进一步降低到灯的运行频率，并且灯电流在其运行频率下保持恒定值。

本发明提出了镇流器电路的预热频率、预热时间和谐振条件。应当选择电路参数的值，使得镇流器在所有温度条件下成功地点亮灯，而不管其组件值的变化如何。无电极灯通常在235khz以分别为450khz和240khz的预热频率和谐振频率运行。图10示出了电子荧光灯镇流器的典型q-曲线。在该图中，镇流器最初遵循谐振回路的高q特性125，并且镇流器从预热频率121开始扫描通过点亮频率122，在点亮频率122处镇流器点亮灯。一旦灯被点亮，电路的工作频率下降到运行频率123，在运行频率123处，电路保持低q值曲线126。电路的谐振条件保持在谐振频率124。在谐振回路的这些典型特性中，谐振频率124和运行频率123之间存在显著的差异，例如至少30khz。然而，由于在高温下谐振电感器和灯电感的值的变化，因此谐振频率和运行频率之差在小于10khz的范围内进一步移近，并且灯系统的q曲线如图11所示移位。在该图中，镇流器系统的运行频率129非常接近于回路的谐振频率128，并且灯在接近谐振频率处运行。由于谐振的性质，回路在谐振条件期间保持大量能量和最大功率传输，因此镇流器将在其运行时处理过量的功率和能量。这将对电路中的其余电气组件施加压力，并进一步导致镇流器ic28的损坏，从而对镇流器造成永久性损坏。这是在现场安装中当电子镇流器经受高温时电子镇流器故障的主要原因。当镇流器在这些高温下动力循环时，它们将大部分故障。这是无电极荧光镇流器中的一个具有挑战性的设计问题，并且据报道，现场安装中的大多数镇流器故障是由该设计差错引起的。在现有设计中常见的设计差错是为镇流器选择的频率彼此非常接近。

图12示出了在高温启动期间谐振箱中的高能量。镇流器的预热时间132为大约400ms，在400ms处具有750v的点亮电压133。镇流器在400ms的持续时间132维持700v的预热电压130和0.4a(131)。将预测出在甚至灯被点亮之前谐振回路中的预热能量为280w。可以看出，镇流器电路在其试图点亮灯时面临过多的能量。这是在灯的点亮期间不需要产生的过量能量。图13示出了在正常温度条件下的典型灯特性。预热电压135应该小于运行电压137，并且预热电流138在点亮电压136之前应该为零。一旦灯被点亮136，运行电压137和运行电流139的值应该在灯操作期间保持恒定和稳定。为了在高温下高效且成功地操作镇流器，镇流器波形应看起来像图13，而不像图12。

在本发明中，谐振电感器和电容器的值被选择为使得q曲线针对任何温度变化不会移位很多。在考虑到电感器、电容器和灯电感值相对于温度变化的变化的情况下选择谐振回路的值。由于灯制造商采用的不同制造技术，灯电感的变化也会发生。因此，设计一种能够在所有可能的条件下使灯变亮的谐振回路是非常重要的。在不同温度条件下以不同的工作频率和预热频率对图9中的ic28、阻隔电容器23、谐振电感器24、谐振电容器25和灯的电感26进行了广泛的研究，并且在图14中绘制出了工作点的最佳可能的组合。如图14所示，镇流器的预热141、谐振144和运行频率143的值已经被选择为466khz、231khz和199khz。测试这些值以在高温下成功地使灯变亮，并且在其操作期间保持恒定的灯流明输出。运行频率143被选择为使得它不接近谐振频率144，并且参数变化在任何条件下都不会导致镇流器在谐振频率下运行。因此，镇流器避免了在其运行时大量的能量和/或功率传输。q曲线的这种变化将对其余的镇流器组件造成较小的应力，因此将以最佳性能持续更长时间。这一新的值集合也将有助于镇流器在极端温度条件下成功地重新启动。图15示出了在高温下成功的灯启动。从该图可以看出，谐振回路在其点亮灯时不保存任何能量。预热电压146的值为200v，而预热电流149在110ms151的预热时间期间可忽略不计。该灯具有900v的理想点亮电压147，并且在灯的整个操作中点亮电压148和电流150稳定且恒定之后，因此灯输出是恒定的。图15是在较高温度条件下测量的，并且观察到镇流器的工作条件非常接近图13的镇流器的理想条件。还测试镇流器在更高温度下其重新启动的精度和鲁棒性。将镇流器保持在85℃的环境温度下并经历34000次功率循环。85℃的环境工作温度使得镇流器电路中的所有电气组件超过其最大温度极限，然而，观察到镇流器以低thd和高功率因数成功地功率循环34,000次。因此，使用高端栅极隔离变压器、优化的振荡电路值和工作频率是用于无电极感应镇流器在所有工作温度下的成功有效操作的三个重要参数。

波形校正电路：

本发明的最后一部分涉及图1的波形校正&tvss保护50。本发明为镇流器技术引入了波形校正技术，以保持良好的供电质量并且增加了保护功能。无电极镇流器在射频范围(在预热期间高达466khz以及199khz的运行频率)下工作，并且传统的差模和共模滤波器可能不足以消除镇流器电路产生的噪声。包括高速公路和隧道的重型镇流器安装位置将需要进一步过滤，使得镇流器产生的噪声不会影响敏感的电子设备，如交通控制器、监控摄像机、通信联网系统。如交通控制系统、智能照明控制、通信系统和ip摄像机等的敏感电子设备对由非线性负载(例如照明面板)产生的频率噪声非常敏感。在1.5khz至1mhz范围内的频率噪声需要在它们引起敏感的计算机化负载的故障或不稳定行为之前从负载面板过滤。当在现场安装时，还需要使镇流器电路免受内部/外部产生的电气噪声。因此，镇流器需要过滤电路以及保护电路以用于其在现场的成功操作。由于电子镇流器引起的到主线路的传导或辐射能量传输需要被过滤、处理和保护。在美国专利us6486570b1中提到的波形校正技术已经在如图5所示的镇流器电路中被使用并且实现。

概括地说而不意味着限制或穷尽的，本发明公开了以下概念和想法：

1、如图9所示，在无电极感应镇流器的应用中，高端栅极隔离变压器7应该按照半桥逆变器方案来连接，以用于减少典型镇流器ic28的内部驱动器电路上的电应力，使得镇流器ic28可以在比其60khz的规格更高的频率(466khz)运行。

2、如图9所示，在无电极感应镇流器的应用中，高端栅极隔离变压器7应该连接按照半桥逆变器方案来连接，以用于在以更高的频率和更高的温度操作镇流器的情况下隔离和保护高端mosfet的栅极1，从而隔离和保护mosfet10。

3、如图9所示，在无电极感应镇流器的应用中，高端栅极隔离变压器7应该连接按照半桥逆变器方案来连接，以用于在以更高的频率和更高的温度操作镇流器的情况下保护镇流器ic28。

4、如图14所示，无电极感应灯-镇流器系统的q曲线应当移位，使得当镇流器处于高环境工作温度条件下时，谐振和运行频率之差高得多(至少大于30khz)。这将减少谐振回路中的预热能量，因此在较高温度下成功地重新启动灯。

5、应当在考虑到85℃下温度对参数值的依赖性的情况下选择用于镇流器ic的谐振电路值和工作频率。

6、如图14所示，无电极感应灯的预热、谐振和运行频率分别选择在466±5khz、231±5khz和199±5khz。这些值是经过仔细研究温度对电路中组件值的依赖性而选择的。

7、美国专利us6486570b1中提到的波形校正电路被添加到镇流器滤波电路，以便消除从镇流器产生的对线路的电噪声。

8、在美国专利us6486570b1中提到的波形校正电路被添加到镇流器，以便保护镇流器免受来自设施的内部/外部瞬变，其中该美国专利的公开内容通过引用具体地整体并入本文。

尽管在本文中已经参照特定优选实例描述了本发明，但是这些实施例仅以示例方式提出，而不是为了限制本发明的范围。对于受益于该详细描述的本领域技术人员来说，其附加实施例将是显而易见的。

因此，本领域技术人员将显而易见的是，可以在不背离所公开的发明的精神和范围的情况下容易地对本文所描述的实际构思进行其他改变和修改。