可控硅调光LED驱动电源及其调光控制方法与流程

本发明涉及集成电路驱动技术领域，尤其涉及应用于需要驱动行业的一种可以改善可控硅调光深度的可控硅调光LED驱动电源及其调光控制方法。

背景技术：

与传统光源相比，LED照明除了具有绿色、节能、环保等优点外，可调光也是其重要的优点。常见的调光方式包含模拟调光，PWM调光，墙壁开关调光以及可控硅调光。其中，可控硅调光的应用最为广泛，特别是在北美和西欧国家，几乎90％以上的灯具都采用可控硅调光。调光深度是可控硅调光灯具的重要指标，代表导通相位较小时，无闪烁的最低LED亮度。调光深度越深，终端用户的体验越佳。但在导通相位较小的情况下，一味地降低输出电流，纵然可以降低亮度，但输入电流也随之减小，一旦小于维持电流，可控硅提前关断，出现熄火(misfire)的现象，LED出现闪烁。另外，驱动芯片往往通过一个大电阻从母线取电，随着导通角的减小，供电电流随之减小，芯片供电不足导致重启，也会导致闪烁。基于此，高调光深度的可控硅调光的驱动电源的设计极具挑战性。

参考图1，现有的可控硅调光LED驱动电源架构示意图。现有典型的可控硅调光LED驱动电源通常包含：可控硅调光器11，EMI(Electro Magnetic Interference，电磁干扰)滤波器12，整流桥堆13，储能滤波电容Cin，用于衰减可控硅导通时LC振荡的阻尼电阻R0，由电阻R1及电容C1组成的无源泄流电路，给驱动芯片14供电的电阻Rstart，芯片电源VCC的旁路电容Cvcc，由电感L0、二极管D0、电容Cout、LED灯串15、功率MOS管M0、电阻Rcs、驱动芯片14组成的升降压功率转换电路。

典型的可控硅调光LED恒流转换原理如下：采用开环控制，功率MOS管M0导通时，形成Vin-L0-M0-Rcs-GND的通路，电感L0开始励磁，电感电流IL开始上升，当IL上升到固定的峰值电流(Vcs/Rcs)或导通时间达到预设的最长导通时间(T_onmax)时，M0关断。M0关断后，形成L0-D0-Cout的通路，电感L0开始退磁，电感电流IL开始下降，当IL降至零时，L0退磁完成，此时M0再次导通，进行又一次的能量转换过程。

可以看出：当输入电压Vin位于峰值附近时，为固定峰值电流(Vcs/Rcs)控制关断，此时输出电流：

I_{o1_avg}＝0.5*(Vcs/Rcs)*D_off，其中D_off＝T_off/(T_on+T_off)。

当输入电压位于谷底处时，为最长导通时间(T_onmax)控制关断，此时输出电流：

I_{o2_avg}＝0.5*(Vin/L0)*T_onmax*D_off。

在一个完整的工频周期内，输出电流：

I_{o_avg}＝(I_{o1_avg}*p1+I_{o2_avg}*p2)/π

其中p1为固定峰值电流控制所占的相位，p2为最长导通时间控制所占的相位。

参考图2A-2B，其中，图2A为图1所示可控硅调光LED驱动电源的正常工作波形，图2B为图1所示可控硅调光LED驱动电源在导通角较小时的工作波形；其中，Vin为输入电压，IL为电感L0的电流，Imos为功率MOS管M0的电流，Iac为输入电流。基于上述控制方法，输入电流Iac的形状呈现如图2A所示的形状，在两种关断模式(固定峰值电流控制关断与最长导通时间控制关断)切换处达到最大值。Iac提供了可控硅导通所需的擎住电流和维持电流，通常擎住电流是维持电流的2-4倍，因此在可控硅导通时刻需要有一个尖峰电流。R1及C1组成的无源泄流电路正好提供了所需的尖峰电流。

调节可控硅的导通角度时，输入电压Vin被切掉相应的角度，这部分的能量传输也被切除，输出电流也相应减小，实现了调光的功能。可以看出，采用开环控制方式不需要复杂的导通相位检测电路，输出电流的调节也比较简单。但其不足之处有两点：

1、采用电阻Rstart从母线供电，可提供的电流：

Istart＝(Vin-VCC)/Rstart；

当导通角很小时，输入电压Vin很小，Istart也很低，芯片供电不足，当Vin掉到芯片欠压锁定电压时芯片停止开关动作，芯片的不断重启可能带来闪烁。

2、导通角很小时(如图2B所示)，由于两种关断模式切换时输入电流Iac最高，因此Iac呈现如图2B所示的形状，为了保证足够的维持电流，输出电流无法减小，使得调光深度无法做得很深。

因此，需要对现有的可控硅调光的驱动电源进行改进，在不减小维持电流的前提下，调节小导通角时电感电流，改进可控硅调光LED灯具的调光深度。

技术实现要素：

本发明的目的在于，针对现有技术中可控硅调光LED驱动电源调节可控硅的导通角度时存在的问题，提供一种调光控制电路、可控硅调光LED驱动电源及其调光控制方法，实现在不减小维持电流的前提下，调节小导通角时电感电流，改进可控硅调光LED灯具的调光深度。

为实现上述目的，本发明提供了一种调光控制电路，应用于可控硅调光LED驱动电源，所述驱动电源包括驱动芯片，所述调光控制电路包括输入平均电压采样模块，所述输入平均电压采样模块输入端电性连接驱动电源的输入电压端，输出端电性连接至所述驱动芯片的VLN引脚；所述输入平均电压采样模块用于采样所述驱动电源的输入平均电压并送入所述驱动芯片，以调节所述驱动电源的输入电流波形，从而改变调光深度。

为实现上述目的，本发明还提供了一种可控硅调光LED驱动电源，包括调光控制电路、驱动芯片以及LED灯串，所述调光控制电路包括输入平均电压采样模块，所述输入平均电压采样模块输入端电性连接驱动电源的输入电压端，输出端电性连接至所述驱动芯片的VLN引脚；所述输入平均电压采样模块用于采样所述驱动电源的输入平均电压并送入所述驱动芯片，以调节所述驱动电源的输入电流波形，从而改变调光深度。

为实现上述目的，本发明还提供了一种可控硅调光LED驱动电源的调光控制方法，采用本发明所述的可控硅调光LED驱动电源，所述的调光控制方法包括步骤：采样驱动电源的输入电压端的输入平均电压，并送入驱动电源的驱动芯片以调节输入电流波形从而改变调光深度。

本发明的优点在于：本发明提供的可控硅调光LED驱动电源通过采样输入平均电压从而调节小导通角时的电感电流，改进了可控硅调光LED灯具的调光深度，使得调光深度可以做的很深，实现了在不减小维持电流的前提下降低了输出电流，不影响驱动电源的兼容性。同时改变了驱动芯片的供电方式，在导通角很小时，保证了芯片供电，避免了芯片的不断重启可能带来闪烁。通过采样输入平均电压以及改变驱动芯片的供电方式，使得LED灯具的调光深度可满足各种要求。

附图说明

图1，现有的可控硅调光LED驱动电源架构示意图；

图2A-2B，现有的可控硅调光LED驱动电源的工作波形；

图3，本发明所述的可控硅调光LED驱动电源架构示意图；

图4，本发明所述的输入平均电压采样模块第一实施例的示意图；

图5，本发明所述的输入平均电压采样模块第二实施例的示意图；

图6，本发明所述的供电模块一实施例的示意图；

图7为图3所示驱动电源根据输入平均电压调节峰值电流的线性关系示意图；

图8为图3所示驱动电源在导通角较小时的工作波形。

具体实施方式

下面结合附图对本发明提供的可控硅调光LED驱动电源及其调光控制方法做详细说明。

参考图3，本发明所述的可控硅调光LED驱动电源架构示意图。所述的可控硅调光LED驱动电源至少包括调光控制电路、驱动芯片34以及LED灯串35；其中调光控制电路包括可控硅调光器31、EMI滤波器32、整流桥堆33、储能滤波电容Cin、用于衰减可控硅导通时LC振荡的阻尼电阻R0以及由电阻R1及电容C1组成的无源泄流电路；交流电源AC一端电性连接可控硅调光器31，另一端电性连接阻尼电阻R0；驱动芯片34的VCC引脚与GND引脚之间接有芯片电源VCC的旁路电容Cvcc；驱动芯片34、电感L0、二极管D0、电容Cout、LED灯串35、功率MOS管M0以及电阻Rcs组成升降压功率转换电路。整流桥堆33设置在EMI滤波器32之后，整流桥堆33可以为采用四个二极管组成全桥整流器以将交流电整流；储能滤波除了采用电容Cin外，也可采用其它滤波方式对经整流桥堆33整流后的直流电进行滤波。

所述调光控制电路还包括输入平均电压采样模块36，所述输入平均电压采样模块36输入端电性连接驱动电源的输入电压端Vin，输出端电性连接至所述驱动芯片34的VLN引脚(即驱动芯片的低压引脚)；所述输入平均电压采样模块用于采样所述驱动电源的输入平均电压并送入所述驱动芯片34，以调节所述驱动电源的输入电流波形，从而改变调光深度。通过采样输入平均电压，实现在导通角较小时调节峰值电流从而改变调光深度，使得调光深度可以做的很深，但对维持电流的影响很小，不影响驱动电源的兼容性。

参考图4，本发明所述的输入平均电压采样模块第一实施例的示意图；在本实施例中，所述的输入平均电压采样模块36包括：上拉电阻R_VLN1、下拉电阻R_VLN2、采样电阻R2以及采样电容C2。所述上拉电阻R_VLN1一端电性连接所述输入电压端Vin，另一端电性连接所述下拉电阻R_VLN2的一端，同时电性连接所述采样电阻R2的一端；所述下拉电阻R_VLN2另一端接地；所述采样电阻R2另一端电性连接至所述驱动芯片34的VLN引脚；所述采样电容C2一端电性连接至所述驱动芯片34的VLN引脚，另一端接地。

引入R_VLN1、R_VLN2、R2、C2组成的输入平均电压采样模块采样输入平均电压，并送入驱动芯片控制调节输入电流波形，实现了不影响维持电流的前提下降低了输出电流，使得LED灯具的调光深度可满足高调光深度的可控硅调光的驱动电源的设计要求。

参考图5，本发明所述的输入平均电压采样模块第二实施例的示意图。在本实施例中，所述的输入平均电压采样模块36包括：上拉电阻R_VLN1、下拉电阻R_VLN2、晶体管M2以及采样电容C2。所述上拉电阻R_VLN1一端电性连接所述输入电压端Vin，另一端电性连接所述下拉电阻R_VLN2的一端，同时电性连接所述晶体管M2的控制端；所述下拉电阻R_VLN2另一端接地；所述晶体管M2的第一端电性连接所述输入电压端Vin，第二端电性连接至所述驱动芯片34的VLN引脚；所述采样电容C2一端电性连接至所述驱动芯片34的VLN引脚，另一端接地。

可选的，所述晶体管M2为N型MOS管，MOS晶体管是以表面电场来控制沟道中的电流。所述晶体管M2的控制端为N型MOS管的栅极、M2的第一端为N型MOS管的漏极、M2的第二端为N型MOS管的源极。所述晶体管M2也可以为P型MOS管或三极管等，其连接方式根据晶体管类型做适应性调整即可。

图5所示实施例与图4所示实施例不同之处在于，采用晶体管M2替代采样电阻R2。同样的，引入R_VLN1、R_VLN2、M2、C2组成的输入平均电压采样模块采样输入平均电压，并送入驱动芯片控制调节输入电流波形，实现了不影响维持电流的前提下降低了输出电流，使得LED灯具的调光深度可满足高调光深度的可控硅调光的驱动电源的设计要求。

作为优选的实施方式，所述驱动电源还包括供电模块37，所述供电模块37一端电性连接至所述驱动芯片34的HV引脚，并通过所述驱动芯片34的HV引脚电性连接至所述LED灯串35的正端，所述供电模块37另一端电性连接至所述驱动芯片34的VCC引脚；所述供电模块37用于将所述LED灯串35的正端电压提供给所述驱动芯片34的VCC引脚。通过改变驱动芯片的供电方式为从LED灯串的正端通过供电模块给驱动芯片的VCC引脚供电，当导通角很小时，保证了芯片供电，避免了芯片的不断重启可能带来闪烁。

优选的，所述供电模块37集成在所述驱动芯片34内部，减少了外围元器件，利于驱动电源系统的小型化以及简单化。

参考图6，本发明所述的供电模块一实施例的示意图。所述供电模块37包括：一结型场效应晶体管JFET、一第一三极管Q1、一开关管K1以及一滞回比较器CP1。结型场效应晶体管是以PN结上的电场来控制所夹沟道中的电流。

所述结型场效应晶体管JFET的漏极电性连接至驱动芯片的HV引脚(即驱动芯片的高压引脚)；JFET的源极所述第一三极管Q1的集电极；JFET的栅极电性连接所述第一三极管Q1的基极以及所述开关管K1的第一端，所述开关管K1的第二端接地(IC GND)。所述电阻器Rcf一端电性连接JFET的源极，另一端电性连接JFET的栅极。所述第一三极管Q1的发射极电性连接至所述驱动芯片的VCC引脚(即驱动芯片的电源引脚，为芯片供电)。所述滞回比较器CP1的正输入端电性连接所述驱动芯片的VCC引脚，CP1的负输入端电性连接一参考电压Vref，CP1的输出端电性连接至所述开关管K1的控制端，以控制K1的导通与截止；其中，所述滞回比较器CP1的滞回窗口为Vhys，芯片地(IC GND)电压为浮动电压。

当HV引脚端的电压HV高于VCC引脚端的电源电压VCC，且电源电压VCC低于参考电压Vref时，充电电流通过JFET以及Q1从HV引脚端流向VCC引脚端；该充电电流对VCC引脚外部电性连接的电容C_VCC充电，使得VCC电压逐渐升高。Q1基极电流流过电阻器Rcf，导致JFET的源极电压比栅极略高；此时JFET的栅极电压比VCC电压高，JFET的电流能力很强；由于大电流对该电容充电，VCC电压可以快速升高到达芯片内设的启动电压阈值，完成芯片启动。所述的供电模块实现在快速启动同时给芯片电源供电，供电能力强，解决了现有驱动电源的供电电路在当导通角很小时，Vin很小，芯片供电不足，当掉到欠压锁定电压时停止开关动作，芯片的不断重启可能带来闪烁的缺点。且所述供电模块的所有元器件适合集成在驱动芯片内部，减少了外围元器件；用于开关电源系统时，利于开关电源系统的小型化以及简单化。

可选的，所述开关管K1为N型MOS管，K1的控制端为N型MOS管的栅极、K1的第一端为N型MOS管的漏极、K1的第二端为N型MOS管的源极。所述开关管K1也可以为P型MOS管或三极管等，其连接方式根据晶体管类型做适应性调整即可。

作为优选的实施方式，所述供电模块37进一步包括：一第二三极管Q2；所述第二三极管Q2的集电极电性连接所述第一三极管Q1的集电极，Q2的基极电性连接Q1的发射极，Q2的发射极电性连接至所述驱动芯片的VCC引脚。若驱动芯片耗电较大，可以采用两个三极管形成达林顿管，达林顿管的发射极电性连接到VCC引脚，达林顿管的基极电性连接结型场效应晶体管JFET的栅极以及开关管K1的第一端。达林顿管就是两个三极管接在一起，极性只认前面的三极管，前面三极管功率一般比后面三极管小，前面三极管基极为达林顿管基极，后面三极管发射极为达林顿管发射极，用法与三极管一样，放大倍数是两个三极管放大倍数的乘积。

作为优选的实施方式，所述供电模块37进一步包括：一第一二极管D1以及一第二二极管D2，以作为正向导通、反向耐压器件。所述结型场效应晶体管JFET的源极电性连接所述第一二极管D1的阳极，并通过D1电性连接至所述第一三极管Q1的集电极；所述结型场效应晶体管JFET的栅极电性连接所述第二二极管D2的阳极，并通过D2电性连接至所述第一三极管Q1的基极。如果驱动芯片VCC输出电压比较高，需要防止VCC引脚端的VCC电流倒灌入HV引脚端，否则供电会不足，导致芯片反复重启。二极管D1和D2作为正向导通，反向耐压器件，使得VCC能工作于更高的电压。本发明中达林顿管和二极管可以用来防止电流倒灌，且同时用作反向耐压器件。如果VCC输出电压比较低，可以不设置D1和D2。D1和D2可以用实际二极管来实现，但不限于实际二极管，例如可以用基极-集电极短接的三极管来实现。

参考图7，其为图3所示驱动电源根据输入平均电压调节峰值电流的线性关系示意图，图示中VLN为驱动芯片VLN引脚的电压(即通过输入平均电压采样模块采集到的输入平均电压)，Vcs为驱动芯片CS引脚的电压，VcsL是Vcs下限对应的电压，VL是Vcs调到下限时VLN引脚对应的电压，VTH是Vcs开始调节时VLN引脚对应的电压，Vcso是驱动芯片CS引脚输出的电压。

根据输入平均电压(通过输入平均电压采样模块采集)调节峰值电流，具体实施方式如下：

当VLN>VTH时，峰值电流维持Vcs/Rcs不变，即导通角大于此临界导通角时，工作波形不受影响；

当VLN<VTH时，峰值电流随之减小；

当VLN＝VL时，峰值电流则降至最低值VcsL/Rcs。此后即使VLN继续减小，峰值电流也维持不变。

参考图8，其为图3所示驱动电源在导通角较小时的工作波形，图示中，实线所示为引入VLN补偿(通过输入平均电压采样模块采集的输入平均电压)后的工作波形，虚线所示为补偿前的工作波形。由图示可以看出，上述引入VLN补偿后的调节方式一方面降低了峰值电流，即减小了输出电流，另一方面减小了输入电流Iac的斜率，使得Iac的切换点的峰值减小，达到了将Iac近似平均分配的效果，基本不影响维持电流。也即，通过采样输入平均电压，在导通角较小时调节峰值电流，从而改变调光深度，但对维持电流的影响很小，不影响兼容性。

本发明还提供了一种可控硅调光LED驱动电源的调光控制方法，采用本发明所述的可控硅调光LED驱动电源，所述的调光控制方法包括步骤：采样驱动电源的输入电压端的输入平均电压，并送入驱动电源的驱动芯片以调节输入电流波形从而改变调光深度。通过采样输入平均电压，在导通角较小时调节峰值电流，从而改变调光深度，但对维持电流的影响很小，不影响兼容性。

具体的：当驱动芯片的VLN引脚接收到的输入平均电压大于驱动芯片的CS引脚电压开始调节时VLN引脚对应的电压时(VLN>VTH)，峰值电流维持Vcs/Rcs不变；即导通角大于此临界导通角时，工作波形不受影响；

当驱动芯片的VLN引脚接收到的输入平均电压小于驱动芯片的CS引脚电压开始调节时VLN引脚对应的电压时(VLN<VTH)，峰值电流逐渐减小；

当驱动芯片的VLN引脚接收到的输入平均电压等于驱动芯片的CS引脚电压调到下限时VLN引脚对应的电压时(VLN＝VL)，峰值电流则降至一最低值VcsL/Rcs，并在驱动芯片的VLN引脚接收到的输入平均电压继续减小时峰值电流维持所述最低值不变。

引入VLN补偿后的调节方式一方面降低了峰值电流，即减小了输出电流，另一方面减小了输入电流Iac的斜率，使得Iac的切换点的峰值减小，达到了将Iac近似平均分配的效果，基本不影响维持电流。

作为优选的实施方式，所述驱动电源还包括供电模块，所述供电模块一端电性连接至所述驱动芯片的HV引脚，并通过所述驱动芯片的HV引脚电性连接至所述LED灯串的正端，所述供电模块另一端电性连接至所述驱动芯片的VCC引脚；所述的调光控制方法还包括：通过所述供电模块将所述LED灯串的正端电压提供给所述驱动芯片的VCC引脚。所述供电模块的组成可参照图6所示实施例所述，此处不再赘述。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。