一种恒功率控制电路及应用其的电磁加热设备和家用电器的制作方法

本发明涉及电磁加热技术领域，具体地，涉及一种恒功率控制电路及应用其的电磁加热设备和家用电器。

背景技术：

电磁加热的原理是通过电子线路板组成部分产生交变磁场、当用含铁质容器放置上面时，容器表面即切割交变磁力线而在容器底部金属部分产生交变的电流(即涡流)，涡流使容器底部的铁原子高速无规则运动，原子互相碰撞、摩擦而产生热能。从而起到加热物品的效果。目前的电磁炉，电磁灶都是采用的电磁加热技术。该技术相对于传统的电阻加热技术具有使用寿命长、安全可靠、高效节能、准确控温、绝缘性好等优点。

电磁加热设备或家用电器通常会设置多个档位，以适用实际使用的需求。而目前的电磁加热技术对功率档位的控制，主要是以检测谐振环路的电流为主，即，基于电路中不同功率时环路中的电流值也不一样的原理进行功率档位控制。这种控制方法通常是在开发阶段测试实际的功率与电压，并记录所需的各个功率档位所对应的电流值，然后在产品生产时，固定在驱动程序中。然后这种控制方式在实际生产中无法对每一产品进行调整，当电磁加热设备或家用电器大量生产时，每一产品的功率误差较大，一致性很差。而且即使对于同一产品，其在工作过程中由于谐振元件受温度等的影响，会引起电器参数波动，从而会引起产品的实际功率不稳定。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种用于电磁加热设备的恒功率控制电路，该电磁加热设备包括谐振电路和电源构成的谐振环路，所述谐振电路包括晶体管和谐振电容组成的半桥式或全桥式电路，该恒功率控制电路包括：电压检测电路，并联于所述谐振环路的电源母线两端，用于检测谐振环路的母线电压Vp；电流检测电路，串联于所述谐振环路中，用于检测环路电流I；以及控制器，所述控制器根据所述电压Vp和电流I以及预设功率调节所述谐振电路的功率；其中，所述谐振电路、所述电压检测电路的输出端以及所述电流检测电路的输出端与所述控制器相连。

优选地，所述电压检测电路可以包括电阻器件R14，并联于所述谐振环路的电源母线两端。

优选地，所述电压检测电路还可以包括第一稳压器件，并联于所述电阻器件R14的两端，用于稳定电阻R14两端的电压，以便于控制器对R14两端的电压进行检测。

优选地，所述电流检测电路包括：电流互感器、电阻器件R1、整流电路以及电阻器件R4；其中所述电流互感器的初级线圈串联于所述谐振环路中，次级线圈并联于所述电阻器件R1两端；所述整流电路的输入端的两端并联于所述电阻器件R1的两端，输出端的两端并联于所述电阻器件R4的两端，所述整流电路的输出端的一端接地。

优选地，所述电流检测电路还包括第二稳压器件，并联在所述电阻器件R4的两端，用于稳定电阻器件R4的电压，以便于控制器对R4两端的电压进行检测。

优选地，所述电流检测电路还包括电容器件C5，并联在所述电阻器件R4的两端与所述第二稳压器件共同稳定电阻器件R4两端的电压。

优选地，所述电流检测电路还包括滤波电路，并联于所述整流电路的输出端的两端，用于将由所述整流电路整流后的电流整流成直流电流，然后该直流电流输出至所述电流检测电流的输出端的电阻器件。

优选地，所述滤波电路包括电容器件EC3和电阻器件R2，所述电容器件EC3和所述电阻器件R2互相并联后并联于所述整流电路的输出端的两端。

其中，所述恒功率控制电路可以根据所述电压Vp和所述电流I计算的实际功率，和所述预设功率的功率差值调整用于驱动所述晶体管的PWM的占空比，从而实现稳定功率的目的。

进一步地，所述恒功率控制电路调整所述PWM的占空比可以由控制器根据以下公式完成：

PWM调整后＝PWM调整前+Pn+In

Pn＝功率差值/比例系数

In＝功率差值/微分系数

其中，PWM调整前是未调整的PWM的占空比，PWM调整后是根据所述功率差值调整后的PWM的占空比，比例系数和微分系数是预设值，可以在开发阶段通过多次测试得出，然后固定在控制程序中。

进一步地，为了精确调整，所述控制器可以以预定的采样周期对所述电压Vp和所述电流I进行采样，并以预定的调整周期调整所述PWM的点空比。

进一步地，为了防止对所述PWM过度调整而使电路中的功率超出所要控制的范围，所述控制器对预设功率和/或所述PWM的占空比设定上下限。

通过上述技术方案，所述恒功率控制电路利用检测到的谐振环路的母线电压和环路电流计算实际功率，并基于实际功率和预设功率的差值实时地调整电路的整体功率，能够实现电路根据自身的情况对功率自调整的功能，从而保证电路中的功率恒定。

本发明的另外两个方面还提供了一种应用所述恒功率控制电路的电磁加热设备和家用电器，通过上述技术方案的恒功率控制电路，能够保证该电磁加热设备的每个档位功率稳定，并且即使在大量生产时，也能保证每一台电磁加热设备或家用电器的功率的一致性。

本发明的其它特征和优点将在随后的具体实施方式部分予以详细说明。

附图说明

附图是用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与下面的具体实施方式一起用于解释本发明，但并不构成对本发明的限制。在附图中：

图1是根据本发明实施例一的恒功率检测电路的结构图；

图2是根据本发明实施例二的恒功率检测测电路的电路图；

图3是根据本发明实施例二的恒功率控制电路的优选实施方式的电路图；

图4是根据本发明实施例三的恒功率控制电路调节功率的流程图。

附图标记说明

100：谐振环路 110：谐振电路

200：电压检测电路 300：电流检测电路

310：整流电流 400：控制器

410：微控制器

具体实施方式

以下结合附图对本发明的具体实施方式进行详细说明。应当理解的是，此处所描述的具体实施方式仅用于说明和解释本发明，并不用于限制本发明。

图1是根据本发明实施例一的恒功率检测电路的结构图。如图1所示，该电磁加热设备包括谐振电路和电源构成的谐振环路100，所述谐振电路包括晶体管和谐振电容组成的半桥式或全桥式电路，该恒功率控制电路包括：电压检测电路200，并联于所述谐振环路的电源母线两端，用于检测谐振环路的母线电压Vp；电流检测电路300，串联于所述谐振环路中，用于检测环路电流I；以及控制器400，所述控制器根据所述电压Vp和电流I以及预设功率调节所述谐振电路的功率；其中，所述谐振电路、所述电压检测电路的输出端以及所述电流检测电路的输出端与所述控制器相连。

图2是根据本发明实施例二的恒功率检测测电路的电路图。图2主要示意了所述电压检测电路200和所述电流检测电路300，以及控制器与谐振环路的具体连接关系，在图2所示的实施例二中，控制器选用的是微控制器410，实践中也可以用FPGA等有类似功能的其他控制器件代替。如图2所示，ACL、ACN为市电接口，BD01桥堆，构成电路的电源部分，其与电容器件C0将市电整流成直流电，谐振环路110连接于母线中，与桥堆和电容器件C0构成谐振环路100。电压检测电路200跨接于母线的两端，电流检测电路300串联在环路中，其中，电流检测电路的连接位置并不限于图2所示的位置，其可以串联在谐振环路的母线的任意位置。谐振电路110包括晶体管IGBT1、IGBT2以及谐振电容C1、C2组成的半桥，以及驱动IGBT1的IGBT驱动电路1和驱动IGBT2的IGBT驱动电路2，IGBT动动电路1和IGBT驱动电路2连接于微控制器410，微控制器410输出PWM控制其驱动晶体管IGBT1、IGBT2开通或截止，从而使谐振电路110在其电容电感的作用下产生振荡。

图3是根据本发明实施例二的恒功率控制电路的优选实施方式的电路图。如图3所示，所述电压检测电路200可以包括电阻器件R14，并联于所述谐振环路的电源母线两端。电阻R14的两端可以并联有电容器件EC0，用于稳定电阻器件R14两端的电压。电压检测电路200还可以包括分压电阻R11、R12、R13，所述分压电阻串联于电压检测电路中，用于对电压检测电路进行分压，实际应用中可以根据电路的实际母线电线大小来设计分压电阻的数量。电压检测电路的输出端连接微控制器410的AD_V输入端，微控制器410根据其AD_V输入端检测到的电压值VAD_voltage计算出谐振环路中的母线电压Vp。

如图3所示，所述电流检测电路可以包括：电流互感器T01、电阻器件R1、整流电路310以及电阻器件R4；其中所述电流互感器T01的初级线圈串联于所述谐振环路100中，次级线圈并联于所述电阻器件R1两端，R1为电流互感器的输出电阻；所述整流电路310的输入端的两端并联于所述电阻器件R1的两端，电阻器件R4跨接在整流电路310的输出端的两端，所述整流电路的输出端的一端接地，电阻器件R4的电压输出端即所述电流检测电路200的输出端，其连接于微控制器410的AD_C输入端，微控制器410根据该输入端检测到的电压VADC计算所述谐振环路中的电流I。

在图3中，整流电路310选用由二极管D1、D2、D3和D4构成的全波整流电路，全波整流电路将互感器T01感生的电流进行初步整流，感生电流被全波整流电路整流后，其频率是整流前的两倍。图3中电容器件EC3和电阻器件组成滤波电路，经全波整流电路310整流后的电流，进一步在滤波电路的作用下，被整流成直流电流。

根据实际设计的需要，所述电流检测电路还可以有与电阻器件R4串联的分压电阻，例如图3中所示的电阻器件R3，电阻器件R3与R4串联后组成的电路跨接在所述电流互感器T01的输出端。

所述电阻器件R4的两端可以并联有电容器件EC4，用于稳定电阻器件R14的电压。电阻器件R4的两端还可以进一步并联有电容器件C5，用于过滤输出端的噪声信号，并与电容器件EC4共同稳定电阻器件R4的电压。

在本实施例中，电容器件EC0、EC3、EC4优选为电解电容。

如图3所示的电路中，微控制器410检测到的所述电压检测电路的输出电压VAD_voltage的值与母线电线Vp之间的计算关系为：

其中，VAD_voltage为实际检测到的已知值，母电压Vp可以通过该公式计算得出。

所述微控制器根据其输入端AD_C检测到的电压VADC计算所述谐振环路100的电流I的计算原理为：

假设电流互感器T01的初级绕组为N1，次级绕组为N2，初级与次级的绕组的比值为N1:N2＝1:100。电流互感器T01一次绕组与二次绕组有相等的安培匝数，因而I1×N1＝I2×N2。

电阻器件R1的电压为50Hz交流电压，经全波整流电路整流后输出100Hz电压。根据全波整流公式VR1是电阻器件R1两端的电压，VEC3为电容器件EC3的电压。经全波整流电路整流后的输出电压被包括电容EC3与电阻器件R2的整流电路进一步整流成直流电压。因此，电阻器件R3、R4以及电容器件EC4、C5的电压均为直流电压。其中

初级电流I＝100IR1。

其中，根据电容与电阻并联的组抗计算公式：因为流过电阻器件R3、R4以及电容器件EC4、C5的电流为直流电，因此f为0，电容EC4和C的阻抗也为0。

综上，最终计算环路电流I的公式如下：

进而，所述恒功率控制电路可以根据所述母线电压Vp和所述电流I计算的实际功率，和所述预设功率的功率差值调整用于驱动所述晶体管的PWM的占空比，从而实现稳定功率的目的。

图4是根据本发明实施例三的恒功率控制电路调节功率的流程图。本实施例中利用PID算法中的比例与积分部分，利用实际功率与预设功率比较的方式，调整驱动所述晶体管的PWM的占空比，从而实现保证电路中的功率恒定的目的。

首先，控制器对谐振环路的母线电压Vp和环路中的电流I进行检测，并计算电路的实际功率，然后根据实际功率与预设功率的差值，调整所述PWM的占空比，其调整所述PWM的占空比可以由控制器根据以下公式完成：

PWM调整后＝PWM调整前+Pn+In

Pn＝功率差值/比例系数

In＝功率差值/微分系数

其中，PWM调整前是未调整的PWM的占空比，PWM调整后是根据所述功率差值调整后的PWM的占空比，比例系数和微分系数是预设值，可以通过开发测试后选定合适的值固定在控制程序中。

进一步地，为了精确调整，所述控制器可以以预定的采样周期对所述电压Vp和所述电流I进行采样，并以预定的调整周期调整所述PWM的占空比，例如，母线电压和电流采样周期为5ms，PID算法对PWM的调整周期为50ms。

进一步地，为了防止对所述PWM过度调整而使电路中的功率超出所要控制的范围，所述控制器对预设功率和/或所述PWM的占空比设定上下限。

当所述恒功率控制电路应用于电磁电热设备或家用电器中时，可以根据其功能设计的需求设定各个档位的预设功率，当所述电磁加热设备或家用电器调节到相应档位时，控制器根据该档位对应的预设功率与当前电路的实际功率比较，从而调整驱动晶体管的PWM的占空比，使整体电路的实际工作功率被调节到与该档位相适应的功率，并保持该功率进行工作。

以上结合附图详细描述了本发明的优选实施方式，但是，本发明并不限于上述实施方式中的具体细节，在本发明的技术构思范围内，可以对本发明的技术方案进行多种简单变型，这些简单变型均属于本发明的保护范围。

另外需要说明的是，在上述具体实施方式中所描述的各个具体技术特征，在不矛盾的情况下，可以通过任何合适的方式进行组合，为了避免不必要的重复，本发明对各种可能的组合方式不再另行说明。

此外，本发明的各种不同的实施方式之间也可以进行任意组合，只要其不违背本发明的思想，其同样应当视为本发明所公开的内容。