一种低功耗正负高压转低压多通道选择前端开关电路的制作方法

本发明涉及电源领域，具体而言，涉及一种低功耗正负高压转低压多通道选择前端开关电路。

背景技术：

随着国家对国产化军用航天芯片需求和要求的逐步提高，运用于军工领域的模数转换器芯片作为核心电路之一，核心技术的国产化势在必行，由于军工领域中许多芯片为正负高电压输入，必须转换为正的低压才能供后端模数转换器处理，然而，在多通道正负高电压输入时，我国仍未掌握有效的对单一通道开启、剩余通道关闭的开关技术，这使得在实现轮询正负高压输入的多通道模数转换器时，采用的是一个通道对应一个模数转换器的结构，芯片的功耗和面积都非常大。

技术实现要素：

为了解决上述技术问题，本发明提出以下技术方案：

一种低功耗正负高压转低压多通道选择前端开关电路，多通道中的每个通道均包含相同的电阻分压模块、栅控电压产生模块、第一主开关模块、第二主开关模块和子ldo模块；

在每个通道的开关电路中，电阻分压模块的vin端、栅控电压产生模块的vin端与第n通道的输入电压vinn连接，电阻分压模块的gnd端、第一主开关模块的gnd端、第二主开关模块的gnd端、子ldo模块的gnd端、栅控电压产生模块的gnd端与地电压gnd连接，电阻分压模块的vref_sub端、第二主开关模块的out端、子ldo模块的vref_sub端与栅控电压产生模块的vref_sub端相连接，电阻分压模块的vin_l端与第一主开关模块的in端连接；第一主开关模块的sel端、第二主开关模块的sel端、子ldo模块的sel端与通道选择信号seln连接；第一主开关模块的vref端、第二主开关模块的vref端、子ldo模块的vref端与基准电压vref连接，第一主开关模块的out端与转换后输出电压端vout连接，第一主开关模块的vg_h端、第二主开关模块的vg_h端与栅控电压产生模块的vg_h端连接，第一主开关模块的vg_l端、第二主开关模块的vg_l端与栅控电压产生模块的vg_l端连接；子ldo模块的vdd端、栅控电压产生模块的vdd端与电源电压vdd连接，子ldo模块的ldo_o端与第二主开关模块的in端连接，子ldo模块的vb1端与第一偏置电压vb1连接，子ldo模块的vb2端与第一偏置电压vb2连接，子ldo模块的vb3端与第一偏置电压vb3连接。

进一步方案，

电阻分压模块包括电阻r1、电阻r2和电阻r3；电阻r1的一端与正负高压输入信号vin连接，电阻r1的另一端、电阻r2的一端、电阻r3的一端均与转换后低压输入vin_l相连接，电阻r2的另一端与gnd连接，电阻r3的另一端与基准电压经过子ldo缓冲后的输出vref_sub连接。

进一步方案，

栅控电压产生模块包括电阻r4、电阻r5、电阻r6、电阻r7、电阻r8和电阻r9；电阻r4的一端与正负高压输入信号vin连接，电阻r4的另一端、电阻r5的一端、电阻r6的一端均与控制主开关关断的电压vg_l连接，电阻r5的另一端与gnd连接，电阻r6的另一端与基准电压经过子ldo缓冲后的输出vref_sub连接；电阻r7的一端与正负高压输入信号vin连接，电阻r7的另一端、电阻r8的一端、电阻r9的一端均与控制主开关开启的电压vg_h连接，电阻r8的另一端与gnd连接，电阻r9的另一端与电源电压vdd连接。

进一步方案，

主开关模块包括反相器inv1和反相器inv2，四个p型mos管分别为mp1、mp2、mp3和mp4，四个n型mos管分别为mn1、mn2、mn3和mn4；其中反相器inv1的电源端、mp1的源极与控制采样开关开启的vg_h连接，反相器inv1的地端、反相器inv2的地端、mn4的源极均与地电压gnd连接，反相器inv1的输入端、反相器inv2的输入端均与通道选择信号sel连接，反相器inv1的输出端、mp1的栅极与mp2的栅极连接；反相器inv2的电源端与外部输入的基准电压vref连接，反相器inv2的输出端、mn1的栅极与mn2的栅极连接，mp1的漏极与mp2的源极连接，mp1的衬底端与mp2的衬底端连接，mp2的漏极mn1的漏极、mn3的栅极均与mn4的栅极相连接，mn1的源极与mn2的漏极连接，mn1的衬底端与mn2的衬底端连接，mn3的漏极与主开关模块输入端in连接，mn3的源极与mn4的漏极连接，mn3的衬底端与mn4的衬底端连接，mn4的源极与主开关模块输出端out连接，mn2的源端、mp3的源极与控制采样开关关断的vg_l连接，mp3的漏极与mp4的源极连接，mp3的衬底端与mp4的衬底端连接。

进一步方案，

子ldo模块包括一个反相器inv3，五个p型mos管分别为mp5、mp6、mp7、mp8和mp9，七个n型mos管分别为mn5、mn6、mn7、mn8、mn9、mn10和mn11，一个电容c1和一个电阻r10；反相器inv3的电源端、mp5的源极、mp6的源极、mp9的源极与电源端vdd连接，反相器inv3的地端、mn10的源极、mn11的源极与地电压gnd连接，反相器inv3的输入端、mn9的栅极与通道选择信号sel连接，反相器inv3的输出端与mn11的栅极连接；mp5的栅极、mp6的栅极、mp8的漏极与mn6的漏极相连接，mp5的漏极与mp7的源极连接，mp6的漏极与mp8的源极连接，mp7的栅极、mp8的栅极与第一偏置电压vb1连接，mp7的漏极、mn5的漏极、mp9的栅极与电容c1的一端连接，电容c1的另一端、mn11的漏极与ldo输出端ldo_o连接，mn5的栅极、mn6的栅极与第二偏置电压vb2连接，mn5的源极与mn7的漏极连接，mn6的源极与mn8的漏极连接，mn7的栅极与外部输入的基准电压vref连接，mn8的栅极、电阻r10的一端与基准电压经过子ldo缓冲后的输出vref_sub连接，电阻r10的另一端与地电压gnd连接；mn7的源极、mn8的源极与mn9的漏极连接，mn9的源极与mn10的漏极连接，mn10的栅极与第三偏置电压vb3连接。

采用上述技术方案的有益效果是：

(1)本发明解决了对正负高压输入多通道的选择问题，开关电路能够有效耐受高压、负压，没有漏电问题，不增加额外功耗，同时可以大大节省后端模数转换器的功耗和面积。

(2)通过阻值很高的电阻分压产生关键开关的栅控信号，解决了高压、负压信号的开启和关断问题，仅增加少量功耗，同时使得该模块所有mos管采用常规耐压管即可，节省了芯片制造成本；

(3)利用合理的电压钳位，避免了开关关断电压过高时导致的不完全关断；

(4)采用mos管反向串联，解决了衬底漏电问题，采样管的栅压采用与输入电压相关的栅压偏置，通过产生固定的过驱动电压，提高了采样线性度；

(5)增加子ldo电路保证在核心电阻分压电路的vref端电压不会受输入电压的影响，提高了采样信号的完整性；

(6)该电路能够在多个正负高压通道中选择所需的通道将其电压转换为正的低压供后端电路处理，能够完全关断未选择通道的负压和高压并且仅带来少量额外的功耗。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。

图1是本发明实施例一种低功耗正负高压转低压多通道选择前端开关电路总电路系统框图；

图2是电阻分压模块电路图；

图3是栅控电压产生模块电路图；

图4是主开关模块电路图；

图5是子ldo模块电路图；

图6是2个主开关模块及子ldo模块在实际情况下工作状态图，其中，图6(a)是通道开启工作过程；图6(b)是通道关闭工作过程。

具体实施方式

图1所示为多通道低功耗正负高压转低压多通道选择前端开关电路，多通道中的每个通道均包含相同的电阻分压模块、栅控电压产生模块、第一主开关模块、第二主开关模块和子ldo模块；在每个通道的开关电路中，电阻分压模块的vin端、栅控电压产生模块的vin端与第n通道的输入电压vinn连接，电阻分压模块的gnd端、第一主开关模块的gnd端、第二主开关模块的gnd端、子ldo模块的gnd端、栅控电压产生模块的gnd端与地电压gnd连接，电阻分压模块的vref_sub端、第二主开关模块的out端、子ldo模块的vref_sub端与栅控电压产生模块的vref_sub端相连接，电阻分压模块的vin_l端与第一主开关模块的in端连接；第一主开关模块的sel端、第二主开关模块的sel端、子ldo模块的sel端与通道选择信号seln连接；第一主开关模块的vref端、第二主开关模块的vref端、子ldo模块的vref端与基准电压vref连接，第一主开关模块的out端与转换后输出电压端vout连接，第一主开关模块的vg_h端、第二主开关模块的vg_h端与栅控电压产生模块的vg_h端连接，第一主开关模块的vg_l端、第二主开关模块的vg_l端与栅控电压产生模块的vg_l端连接；子ldo模块的vdd端、栅控电压产生模块的vdd端与电源电压vdd连接，子ldo模块的ldo_o端与第二主开关模块的in端连接，子ldo模块的vb1端与第一偏置电压vb1连接，子ldo模块的vb2端与第一偏置电压vb2连接，子ldo模块的vb3端与第一偏置电压vb3连接。在n个通道的开关电路中，输入电压有n个，通道选择信号seln为高电平时，选通该通道、其余通道均关断，传统的多通道正负高压转低压adc，由于无法有效关断未选通的通道，采用的是n个通道前端分压电阻的输出分开与n个adc连接，大大增加了总电路的功耗和面积，每个通道的输出端vout连接在一起，后端只需要一个adc即可。

如图2所示，给出电阻分压模块电路图，电阻分压模块包括电阻r1、电阻r2和电阻r3；电阻r1的一端与正负高压输入信号vin连接，电阻r1的另一端、电阻r2的一端、电阻r3的一端均与转换后低压输入vin_l相连接，电阻r2的另一端与gnd连接，电阻r3的另一端与基准电压经过子ldo缓冲后的输出vref_sub连接。按照图2所示方式连接3个电阻，可以得到与输入电压呈线性关系的输出电压。根据电路结构，当通道开启时，可以得到以下等式：

可以得到输出电压为：

当通道关闭时，vref_sub端关断，r3阻值相当于无穷大，可以得到输出电压为：

电阻分压模块为将正负高电压转换为低电压的主要模块，调整3个电阻的阻值，即可得到固定缩放系数、固定直流偏差的输出电压；同时也可以看出电阻的线性度直接影响到输出电压的线性度，因此选取电压系数较低的电阻可以提高分压电压的线性度，在一些后端对采样速率要求较快的应用中，前端分压电阻必须较小以保证一定的驱动能力。

栅控电压产生模块电路图如图3所示，栅控电压产生模块包括电阻r4、电阻r5、电阻r6、电阻r7、电阻r8和电阻r9；电阻r4的一端与正负高压输入信号vin连接，电阻r4的另一端、电阻r5的一端、电阻r6的一端均与控制主开关关断的电压vg_l连接，电阻r5的另一端与gnd连接，电阻r6的另一端与基准电压经过子ldo缓冲后的输出vref_sub连接；电阻r7的一端与正负高压输入信号vin连接，电阻r7的另一端、电阻r8的一端、电阻r9的一端均与控制主开关开启的电压vg_h连接，电阻r8的另一端与gnd连接，电阻r9的另一端与电源电压vdd连接。

按照图3所示方式连接6个电阻，与上文分析相同，可以得到与输入电压呈线性关系的输出电压。根据电路结构，当通道开启时，可以得到以下等式：

可以得到输出电压为：

实际运用中应保证vg_h表达式中vin的系数与vin_l表达式中vin的系数相等。

当通道关闭时，vref_sub端关断，电阻r6阻值相当于无穷大，可以得到vg_l输出电压变为：

该模块主要产生控制采样开关的栅极电压，为节省功耗，调整6个电阻的阻值，即可得到固定缩放系数、固定直流偏差的输出电压；由于此模块分压电压是为了关断和开启电压，不会直接影响采样电压，因此该模块电阻对阻值精度要求不高；且其驱动的是开关的栅极，所需驱动能力不需要很强，可选其阻值较大的电阻降低功耗。当需要电路工作在较高速度时，可根据实际情况对该模块阻值进行调整。

主开关模块电路如图4所示，主开关模块包括反相器inv1和反相器inv2，四个p型mos管分别为mp1、mp2、mp3和mp4，四个n型mos管分别为mn1、mn2、mn3和mn4；其中反相器inv1的电源端、mp1的源极与控制采样开关开启的vg_h连接，反相器inv1的地端、反相器inv2的地端、mn4的源极均与地电压gnd连接，反相器inv1的输入端、反相器inv2的输入端均与通道选择信号sel连接，反相器inv1的输出端、mp1的栅极与mp2的栅极连接；反相器inv2的电源端与外部输入的基准电压vref连接，反相器inv2的输出端、mn1的栅极与mn2的栅极连接，mp1的漏极与mp2的源极连接，mp1的衬底端与mp2的衬底端连接，mp2的漏极mn1的漏极、mn3的栅极均与mn4的栅极相连接，mn1的源极与mn2的漏极连接，mn1的衬底端与mn2的衬底端连接，mn3的漏极与主开关模块输入端in连接，mn3的源极与mn4的漏极连接，mn3的衬底端与mn4的衬底端连接，mn4的源极与主开关模块输出端out连接，mn2的源端、mp3的源极与控制采样开关关断的vg_l连接，mp3的漏极与mp4的源极连接，mp3的衬底端与mp4的衬底端连接。

该主开关模块主要完成采样开关的开启和关断，并且保证所有的mos管没有耐压问题，mp3和mp4为耗尽型nmos管，也可选用阈值电压较低的低阈值管，该模块所有的mos管均采用反向串联连接的方式，这样可以解决负压带来的衬底漏电问题，因为衬底对该串联对的任一端子均可视为有一个关断的二极管，衬底无法流入或流出电流。第三p型mos管mp3、第四p型mos管mp4为耗尽型或低阈值mos管，其作用为钳制vg_l端电压不会超过0v，因为当vg_l电压完全随电阻分压变化时，若vg_l高于0v，vg_l电压既不能有效关断采样开关，也不能完全通过第一n型mos管mn1、第二n型mos管mn2传输。弱采用低阈值mos管，vg_l端电压不能钳制到0v或低于0v，但只要采样开关不开启，也可接受。当vg_l为正时，钳位会带来一定的功耗。当通道开启时，采样开关由vg_h控制，其电压比vin_l固定高一个直流电平。当通道关闭时，采样开关由vg_l控制，由于vg_l与vin_l电压相同，即使在负压状态下，仍能有效关断采样开关。第二反相器inv2的电源端接vref，避免了第一n型mos管mn1、第二n型mos管mn2出现耐压问题。

子ldo模块电路如图5所示，子ldo模块包括一个反相器inv3，五个p型mos管分别为mp5、mp6、mp7、mp8和mp9，七个n型mos管分别为mn5、mn6、mn7、mn8、mn9、mn10和mn11，一个电容c1和一个电阻r10；反相器inv3的电源端、mp5的源极、mp6的源极、mp9的源极与电源端vdd连接，反相器inv3的地端、mn10的源极、mn11的源极与地电压gnd连接，反相器inv3的输入端、mn9的栅极与通道选择信号sel连接，反相器inv3的输出端与mn11的栅极连接；mp5的栅极、mp6的栅极、mp8的漏极与mn6的漏极相连接，mp5的漏极与mp7的源极连接，mp6的漏极与mp8的源极连接，mp7的栅极、mp8的栅极与第一偏置电压vb1连接，mp7的漏极、mn5的漏极、mp9的栅极与电容c1的一端连接，电容c1的另一端、mn11的漏极与ldo输出端ldo_o连接，mn5的栅极、mn6的栅极与第二偏置电压vb2连接，mn5的源极与mn7的漏极连接，mn6的源极与mn8的漏极连接，mn7的栅极与外部输入的基准电压vref连接，mn8的栅极、电阻r10的一端与基准电压经过子ldo缓冲后的输出vref_sub连接，电阻r10的另一端与地电压gnd连接；mn7的源极、mn8的源极与mn9的漏极连接，mn9的源极与mn10的漏极连接，mn10的栅极与第三偏置电压vb3连接。

该模块主要完成子ldo的电路，在n通道电路中，由于有n个电阻分压模块，ldo如果不关断关闭通道的电流通路，会使得ldo消耗极大的电流，采用子ldo的设计，开关关断子ldo功率管的输出端，电阻分压的vref端不会受到开关上压降的影响，且不需要大的开关管，关断的通道中，ldo也关断，不增加额外功耗；开启的通道中，子ldo仅增加少量功耗，为保证子ldo的稳定，增加第一电容c1作为补偿电容，约为1pf，反馈电阻r1可以设计的较大以降低ldo的静态功耗。

图6是两个主开关模块及子ldo模块在实际情况下工作状态图，其中，图6(a)是通道开启工作过程；图6(b)是通道关闭工作过程。

该工作状态说明以-10v～10v电压输入转为0～2.5v为例，电源电压5v，地电压0v，基准电压2.5v，并选取合适的电阻。

通道开启时各主要电压表达式为：

变化范围0～2.5v

vg_l＝0

变化范围2.5～5v

此时，vg_h电平被p型mos管mp1、mp2传输到n型mos管mn3、n型mos管mn4的栅极，开关开启。

通道关断时各主要电压表达式为：

变化范围-2.5～2.5v

变化范围为-2.5～0v

变化范围2.5～5v

此时，vg_l电平被n型mos管mn1、mn2传输到n型mos管mn3、mn4的栅极，开关关断。

虽然在上文中已经参考了一些实施例对本发明进行描述，然而在不脱离本发明的范围的情况下，可以对其进行各种改进并且可以用等效无替换其中的技术点，尤其是，只要不存在技术冲突，本发明所纰漏的各种实施例中的各项特征均可通过任一方式结合起来使用，在本发明中未对这些组合的情况进行穷举行的描述仅仅是处于省略篇幅和节约资源的考虑。因此，本发明并不局限于文中公开的特定实施例，而且包括落入权利要求。