环境光传感器积分型电荷平衡式模数转换器的制作方法

本实用新型涉及一种环境光传感器积分型电荷平衡式模数转换器。

背景技术：

随着便携式电子产品的快速发展，消费者对环境光传感器的性能提出了更高的要求，更高的精度，更宽的感光范围，更快的响应速度，是未来环境光传感器的发展方向。环境光传感器的主要功能是把光信号转换成电信号，并且将模拟的电信号转换成数字信号输出，以便于后面其他器件对环境光信号进行处理。环境光传感器由许多部分构成，其中最重要的就是开关电容模数转换器。目前，开关电容模数转换器包括了双积分和电荷平衡式模数转换器两种。这其中，又以电荷平衡式模数转换器结构市场占有率最高。这主要是因为双积分模数转换器依据的是脉宽调制的原理，而电荷平衡式模数转换器依据的是增量调制的原理。由于增量调制是通过数字数据传输，所以在高速转换过程中对精度的要求降低。电荷平衡式模数转换器具有分辨率高、抗干扰能力强、精度高、接口简单、易于远距离隔离传输等优点，在低速、高精度的应用场合被广泛使用。

技术实现要素：

本实用新型的目的在于提供一种环境光传感器积分型电荷平衡式模数转换器，以克服现有技术中存在的缺陷。

为实现上述目的，本实用新型的技术方案是：一种环境光传感器积分型电荷平衡式模数转换器，包括：积分器电路、比较器、电流基准电路、带隙电压基准电路、计数器、数字逻辑控制电路以及时钟电路；所述积分器电路反向输入端接入经放大电路处理后的光电流，正向输入端与所述带隙电压基准电路相连；所述积分器电路反向输入端还分别与第一开关的一端至第四开关的一端相连；所述第一开关的另一端至第四开关的另一端分别与所述电流基准电路相连；所述电流基准电路还与所述带隙电压基准电路相连；所述第一开关的控制端至第四开关的控制端均与所述数字逻辑控制电路相连；所述积分器电路的输出端与所述比较器正向输入端相连，所述比较器的反向输入端与所述带隙电压基准电路相连；所述比较器的输出端与所述数字逻辑控制电路以及所述计数器相连；所述时钟电路分别与所述数字逻辑控制电路以及所述计数器相连。

相较于现有技术，本实用新型具有以下有益效果：本实用新型的提出的一种环境光传感器积分型电荷平衡式模数转换器，应用于环境光传感器中。传统的双积分型模数转换器不能减小人工光源闪烁噪声的影响，而且转换速度有限。本发明采用积分型电荷平衡式模数转换器结构，通过控制不同情况下的接入电路中的积分器输入电流的大小来改变模数转换器的量程，以此来提高整体电路的仿真速度以及精度。通过Spectre仿真，电荷平衡式模数转换器的仿真精度可以达到16bit，总体误差小于0.5%，仿真速度较传统结构有所提高。不仅可以减少由工艺以及温度带来的电容变化引起的量化误差，而且由于电荷平衡式模数转换器是在一次转换时间内重复地进行采样和量化，由此降低了对积分电容的需求，有效地减少了版图面积。在环境光传感器领域有着巨大的应用空间。

附图说明

图1为本实用新型一实施例中电荷平衡式模数转换器电路系统图。

图2为本实用新型一实施例中电荷平衡式模数转换器电路结构图。

图3为本实用新型一实施例中电荷平衡式模数转换器电路具体的带隙电压基准电路图。

图4为本实用新型一实施例中电荷平衡式模数转换器电路具体的电流基准电路图。

图5为本实用新型一实施例中电荷平衡式模数转换器电路具体的OTA电路图。

图6为本实用新型一实施例中电荷平衡式模数转换器电路具体的比较器电路图。

图7为本实用新型一实施例中电荷平衡式模数转换器瞬态仿真图。

具体实施方式

下面结合附图以及现有软件，对本实用新型的技术方案进行具体说明。在该说明过程中所涉及的现有软件均不是本实用新型所保护的客体，本实用新型仅保护该装置的结构以及连接关系。

本实用新型一种环境光传感器积分型电荷平衡式模数转换器如图2所示，其中包括：积分器电路、比较器、电流基准电路、带隙电压基准电路、计数器、数字逻辑控制电路以及时钟电路。

进一步的，在本实施例中，带隙电压基准电路如图3所示，包括MOS管PM1、MOS管PM2、MOS管PM3、MOS管PM4、MOS管PM5、MOS管PM6、MOS管PM7、MOS管PM8、MOS管PM9、MOS管PM10、MOS管PM11、MOS管PM12、MOS管PM13、MOS管PM14、MOS管PM15、MOS管PM16、MOS管NM1、MOS管NM2、MOS管NM3、MOS管NM4、MOS管NM5、MOS管NM6、MOS管NM7、MOS管NM8、电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4、电阻R5、电阻R6、电阻R7、电阻R8、电阻R9、电容C1、电容C2。PM1的漏极、PM2的源极以及PM3的栅极相连；PM1的栅极接入RESET端，PM2的栅极接入RESETB端；PM3的漏极、PM4的源极、PM2的漏极以及NM1的漏极相连；NM1的栅极接入NM1的漏极；NM1的源极接地；PM4的栅极接RESETB端；PM4的漏极、PM5的漏极、电阻R1的一端、PM10的栅极相连；PM5的栅极、PM6的栅极、NM8的漏极、PM11的源极、PM12的栅极、PM13的栅极、PM14的栅极、PM15的栅极相连；PM1的源极、PM3的源极、PM5的源极、PM6的源极、PM7的源极、PM8的源极、PM16的源极、PM12的源极、PM13的源极、PM14的源极以及PM15 的源极相连，并接入VDDA端；PM6的漏极、PM9的栅极、电阻R2相连；PM7的栅极、PM8的栅极、PM16的漏极相连；PM7的漏极、PM7的栅极、NM4的漏极相连；PM8的漏极、PM9的源极、PM10的源极相连；PM9的漏极、NM2的漏极、NM2的栅极相连；NM2的栅极、NM3的栅极、NM6的漏极相连；NM6的栅极接入POWER_DOWN_IN端；PM10的漏极、NM3的漏极、电容C1的一端、电容C2的一端、NM8的源极、PM11的漏极相连；NM8的栅极接入PDB端；NM11的栅极接入POWER_DOWN_IN端；电容C1的另一端、电容C2的另一端均接地；NM4的栅极、NM7的漏极、NM5的栅极相连；NM5的栅极与NM5的漏极相连；NM5的漏极与PM12的漏极相连；NM4的源极、NM2的源极、NM6的源极、NM3的源极、NM7的源极、NM5的源极接地；NM7的栅极接入POWER_DOWN_IN端；PM13的漏极经电阻R7、电阻R8以及电阻R9接地；PM14的漏极输出IREF_BIAS；PM15的漏极输出ADC_BIAS；电阻R1的另一端分别与电阻R3的一端以及电阻R4的一端相连；电阻R2的另一端分别与电阻R5的一端以及电阻R6的另一端相连；电阻R3的另一端与三级管Q1的集电极相连，并接地；电阻R4的另一端与三极管Q1的发射极相连；电阻R6的另一端与三极管Q2的集电极相连，并接地；电阻R5的另一端与三极管Q2的发射极相连；三极管Q1的基极与三极管Q2的基极均接地。RESETB端是RESET端的反向；PDB端是POWER_DOWN_IN端的反向；POWER_DOWN_IN端、RESET端是图3电路 的输入端口；VB2端、VREF_ADC端、IREF_BIAS端、ADC_BIAS端是图3电路的输出端口；VB1端是子模块BUFFER的输入端口；AMP_BIAS端作为子模块BUFFER的偏置电压输入端；VDDA端是电源电压端；GNDA端是地端。

进一步的，在本实施例中，电流基准电路如图4所示，包括MOS管PM17、MOS管PM18、MOS管PM19、MOS管PM20、MOS管PM21、MOS管PM22、MOS管PM23、MOS管PM24、MOS管PM25、MOS管PM26、MOS管PM27、MOS管PM28、MOS管PM29、MOS管PM30、MOS管PM31、MOS管PM32、MOS管NM9、MOS管NM10、MOS管NM11、MOS管NM12、MOS管NM13、MOS管NM14、MOS管NM15、电阻R10、电阻R11以及运放；PM17的源极、PM18的源极、PM19的源极、PM20的源极、PM21的源极、PM22的源极以及PM24的源极相连，并接入电源电压VDDA端；PM17的栅极、PM18的栅极、PM19的栅极、PM20的栅极、PM21的栅极、PM22的栅极、PM23的漏极相连，并接入NM9的漏极；PM17 的漏极与PM23的源极相连；PM23的栅极、PM24的栅极、PM25的栅极、PM26的栅极、PM27的栅极以及PM28 的栅极相连；PM24 的漏极与NM10的漏极相连；PM18的漏极与NM11的漏极相连；NM10的栅极与NM11的栅极相连；NM11的栅极与NM11的漏极相连；PM19的漏极与PM25的漏极相连；PM25的漏极分别与PM29 的源极以及NM12的漏极相连；PM20的漏极与PM26的源极相连；PM26的漏极分别与PM30的源极以及NM13的漏极相连；PM21的漏极与PM27的源极相连；PM27的漏极分别与PM31的源极以及NM14的漏极相连；PM22的漏极与PM28的源极相连；PM28的漏极分别与PM32的源极以及NM15的漏极相连；PM29的漏极、NM12的源极、PM30的漏极、NM13的源极、PM31的漏极、NM14的源极、PM32的漏极以及NM15的源极相连，并与输出电流端口IREF端相连；NM9的源极与电阻R10的一端相连；NM9的栅极与运放的输出端相连；电阻R10的另一端与电阻R11 的一端相连，并接入运放的反向输入端；运放的正向输入端与VREF端相连；电阻R11的另一端与NM10的源极、NM11的源极相连，并接入GNDA端。SW0端、SW0B端、SW1端、SW1B端、SW2端、SW2B端、SW3端、SW3B端均有外部24译码器提供。

进一步的，在本实施例中，OTA电路如图5所示，包括MOS管PM33、MOS管PM34、MOS管PM35、MOS管PM36、MOS管PM37、MOS管PM38、MOS管NM16、MOS管NM17、MOS管NM18、MOS管NM19、MOS管NM20、MOS管NM21以及电容C3；PM33的源极、PM34的源极、PM35的源极、PM36的源极相连，并接入VDDA端；PM33的栅极与PM34的栅极相连；PM33 的栅极与漏极相连；PM35 的栅极与PM36的栅极相连；PM35的栅极与漏极相连；PM33 的漏极与NM17的漏极相连；NM17的栅极与NM16的栅极相连；NM16的源极与栅极相连，并接入图3电路的输出端口IREF_BIAS端；PM35的漏极与NM18的漏极相连；PM34的漏极分别与PM37 的源极以及PM38的源极相连；PM37的栅极接入正相输入端INV端；PM37的漏极与NM19的漏极相连；NM19 的栅极与NM18 的栅极以及NM19的漏极相连；PM38 的栅极接入反相输入端NON端；PM38的漏极与NM20 的漏极相连；NM20的栅极与NM21的栅极相连；NM20的栅极与漏极相连；PM36的漏极分别与NM21的漏极、电容C3的一端、输出端口VB端相连；NM16的源极、NM17的源极、NM18的源极、NM19的源极、NM20的源极、NM21的源极以及电容C3的另一端与GNDA端相连。

进一步的，在本实施例中，比较器电路如图6所示，包括：MOS管PM39、MOS管PM40、MOS管PM41、MOS管PM42、MOS管PM43、MOS管NM22、MOS管NM23、MOS管NM24、MOS管NM25、MOS管NM26、MOS管NM27；PM39的栅极接入ADC__BIAS端；PM39的源极、PM42的源极、PM43的源极相连；PM39的漏极分别与PM40的源极、PM41的源极相连；PM40的栅极接入正相输入端INV端；PM41的栅极接入反相输入端NON端；PM40的漏极与NM22的漏极相连；PM41的漏极与NM23的漏极相连；NM22 的栅极、NM24的栅极、NM25的漏极、NM26的栅极相连；NM23的栅极、PM41的漏极、NM24的漏极、NM25的栅极、NM27的栅极相连；PM42的漏极与NM26的漏极相连；PM42的栅极与漏极相连；PM42的栅极与PM43的栅极相连；PM43的漏极分别与输出端口VD端、NM27的漏极相连；NM22的源极、NM23的源极、NM22的源极、NM25的源极、NM26的源极、NM27的源极均接入GNDA端。

进一步的，在本实施例中，时钟信号直接由外部时钟发生器产生。

进一步的，在本实施例中，数字逻辑控制电路采用数字I²C模块控制模数转换电路的输出。

进一步的，在本实施例中，采用SMIC 0.18μm CMOS工艺，电源电压为1.8V、时钟为2.6MHz。整个系统的结构图如图1所示。光电二极管根据环境光光强生成的原始光电流为Ie，经放大电路处理过的光电流为Io，光电流Io经电荷平衡式模数转换器的处理后，输出二进制数字信号。电荷平衡式模数转换器主体根据经放大电路处理过的光电流Io为基准，由时钟振荡器输出的特殊时序时钟控制，通过积分器、比较器等一系列电路的处理，最终生成可测的二进制数字信号。

进一步的，在本实施例中，电荷平衡式模数转换器电路的原理图如图2所示。整个系统由积分器、比较器、时钟产生电路、带隙电压基准电路、电流基准电路和计数器组成。16位模数转换电路受I²C控制，输出结果从0到65536范围内变化。图2中VREF是基准电压模块根据带隙基准的基本原理产生的一个基准电压输出电压，IREF是电流基准电路产生的电流。时钟电路是简单的数字逻辑电路，主要提供给计数器以及控制逻辑电路。在转换开始之前，开关S1~S4断开，基准电流IREF不能从图2电流通路流过，此时电容C1放电，A端电压随之降低。当VA<VREF时，VB端电压为高且接近于VDD，则有VB>VREF，此时VC为高电平，计数器开始计数。当计数器开始计数时，控制逻辑控制开关S1~S4其中一个开关闭合，电容C1开始充电，充电电流为(IREF-Io)。 由于选通S1~S4不同的开关，产生的IREF值也不同，所以可以根据不同的Io值来决定具体哪个开关闭合。这样可以在保证转换精度的同时提高转换速度。充电一段时间后，VA>VREF，VB端电压为低且VB<VREF，此时VC为低，计数器停止计数。控制逻辑控制开关S1~S4断开，电容C1又开始放电。在一个转换周期内，如此反复地充放电以达到电荷平衡。

进一步的，在本实施例中，在一个转换周期内，充电电流为(IREF-Io)，若充电时间为t0，则有：

在一个转换周期内，放电电流为Io，转换周期是T，那么放电时间是(T-t0)，则有：

根据电荷守恒，Q1=Q2，且模数转换器要求达到16bit，化简可得：

其中，D指的是时钟信号的占空比，当占空比取0.5时，精度最高，n指的是计数器计数的理论值。

进一步的，在本实施例中，根据本发明的应用背景，由于光强变化范围广，一般可以从几lux到几万lux。如果采用单一量程，不仅精度受限，而且反应时间较长，这不满足应用背景要求。为此，通过多量程设计，具体表现在对电流基准电路输出电流的选择上。因为单一的光电二极管响应率有限，而实际电路很难处理极其微弱的电信号。所以当光强较弱时，可以通过选用较多数量的光电二极管，转换出较大的光电流。同时为了降低总的功耗，当光强较强时，选用较少的光电二极管，则避免转换出来的光电流太大。由公式可知，计数器的输出结果与基准电流IREF，基准电流的占空比D以及光电流Io有关。

进一步的，在本实施例中，电荷平衡式模数转换器的瞬态仿真图如图7所示。图7的IREF选用10µA，光电流IO选用2.5µA。图7包括对时钟、B端、D端以及计数器四处的仿真。B端即对应积分器的仿真图，D端即对应比较器的仿真图。当电路启动后，积分器进行积分，B端电压上升。当B端电压高于带隙电压基准电路提供的电压时，比较器的输出端即D端电压变成高电平。由于计数器只在D端上升沿处，此时计数器输出波形变化一次，即计数一次。同时，控制逻辑电路使得开关S1~S4其中一个开关导通。基准电流IREF流入，积分器放电，此时B端电压下降。当B端电压降到低于带隙电压基准电路提供的电压时，比较器的输出端即D端变成低电平。此时计数器状态不会发生变化，但控制逻辑电路会关闭开关S1~S4。积分器再一次进行积分，重复以上步骤。图7的结果图与理论分析一致，符合预期。

以上是本实用新型的较佳实施例，凡依本实用新型技术方案所作的改变，所产生的功能作用未超出本实用新型技术方案的范围时，均属于本实用新型的保护范围。