一种基于脉冲变压器隔离的MOSFET驱动电路的制作方法

本实用新型涉及一种开关管驱动电路，特别涉及一种基于脉冲变压器隔离的MOSFET驱动电路，属于电力自动化设备技术领域。

背景技术：

随着电力电子技术和微处理器的发展，电力自动化设备广泛应用在社会的各行各业中，特别是全控型电力开关器件，应用已经非常广泛，为了更好地实现自动控制中快、准、稳的基本要求，开关管驱动电路的设计以及脉宽调制技术作为这些系统的核心技术，引起人们的高度重视且不断的深入研究。但是随着功率开关管朝着高频化、大电流方向发展，针对开关管驱动电路的设计要求也越来越高。依据工程实际反馈的信息，绝大部分开关管的损坏原因是由于驱动电路故障和隔离失效引起的。

由于微处理器输出的脉宽调制信号电流较小，不具备驱动功率开关管的能力，因此要额外加入驱动电路才能开启MOSFET的栅极电压，同时减少高频时的开关损耗。就驱动电路而言，功率回路和信号回路的电压、电流等级必然不同，因此在设计驱动时采用隔离的方式。隔离一般有光电和变压器两种方式。光电隔离的方法是指驱动信号之间用光耦芯片隔离开来，芯片内部需要将光信号变为电信号，存在延时使得驱动电路的开关速度相对较慢，且芯片成本较高。

脉冲变压器是变压器中比较特殊的一种，它所变换的是接近矩形的单极性脉冲，脉冲变压器广泛用于工业控制、变流技术中，目前根据脉冲变压器的特点，驱动电路分可以分成自给电源驱动、有源和无源驱动的方法，无源驱动是利用变压器的副边输出信号直接驱动，电路中不需要额外的电源，但缺点是输出的栅-源发射极电压会存在较大的畸变。有源驱动的方法是指驱动电路中的变压器只具有隔离功能，后端采用额外的信号放大电路驱动开关管，增加成本。自给电源驱动是驱动信号在变压器原边高频初次调制，副边再进行调制来驱动开关管，这种方式驱动复杂，成本较高，同时存在延时。

在以上背景基础下，设计可靠、输出范围广、使用简单灵活的驱动电路具有非常显著的意义。

技术实现要素：

本实用新型的目的在于，克服现有技术中存在的问题，提供一种基于脉冲变压器隔离的MOSFET驱动电路，工作可靠，输出电压范围广，且使用寿命长。

为解决以上技术问题，本实用新型的一种基于脉冲变压器隔离的MOSFET驱动电路，包括驱动信号调节电路11、推挽放大电路12、脉冲变压器13和稳压钳位电路14，微处理器输出脉宽调制信号PWM接入驱动信号调节电路11的输入端，驱动信号调节电路11的输出端接入推挽放大电路12的输入端，推挽放大电路12的输出端经过隔直电容C5与脉冲变压器13的原边绕组相连接，脉冲变压器13的副边绕组通过位移电容C6与稳压钳位电路14相连，稳压钳位电路14包括第六电阻R6、肖特基二极管D3、第一稳压二极管D1、第二稳压二极管D2和第七电阻R7，第六电阻R6与肖特基二极管D3并联，且肖特基二极管D3的阴极通过位移电容C6与脉冲变压器13副边绕组的高压端相连，肖特基二极管D3的阳极与第一稳压二极管D1的阴极相连，第一稳压二极管D1的阳极与第二稳压二极管D2的阳极相连，第二稳压二极管D2的阴极与脉冲变压器13副边绕组的低压端相连，第七电阻R7并联在第一稳压二极管D1的阴极与第二稳压二极管D2的阴极之间，第一稳压二极管D1的阴极与功率MOSFET开关管的栅极GOUT相连，第二稳压二极管D2的阴极与功率MOSFET开关管的源极SOUT相连。

相对于现有技术，本实用新型取得了以下有益效果：微处理器输出脉宽调制信号PWM经过驱动信号调节电路11的调节放大后，再经推挽放大电路12交替导通放大，得到更大的输出功率；采用脉冲变压器13隔离驱动，具有延迟较低的特点，且可以在很高的压差下工作，能够传递的功率相对较大，应用较为灵活，可以将驱动信号分相、谐振、变阻抗等等；考虑脉冲变压器13去磁复位的问题，驱动电路电流是单相脉动的，磁通的累加可能导致出现饱和，使得开关管导通时电流增大，关断时电压增大，本实用新型加入隔直电容C5滤除信号中直流分量，利用隔直电容C5进行磁复位，并把剩磁反馈至脉冲变压器13的另一边。能量从脉冲变压器13的原边传递到副边，为使开关管栅极电压迅速大于工作电压，利用第一稳压二极管D1、第二稳压二极管D2进行电压钳位。PWM信号为高电平时，此时开关管导通，电流流经第六电阻R6向开关管上并联在发射极和栅极上的结电容充电。PWM信号为低电平时，此时开关管关断，隔直电容C5对地放电，位移电容C6通过第六电阻R6、第七电阻R7放电，使得栅极上电压迅速低于开启电压，关断开关管。稳压钳位电路14中加入第六电阻R6和肖特基二极管D3可减少反向恢复时间，改善驱动信号的波形；栅源极间加入一个用以保护的第七电阻R7，防止开关管短路时电流过大损坏元器件，起到了良好的保护作用。本实用新型装置占空比可调节范围广，响应速度快，较为可靠，输出电压可调，可满足预定指标，且电路还具有隔离保护功能。

作为本实用新型的优选方案，驱动信号调节电路11包括第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第一电容C1、第二电容C2、第一三极管Q1和第二三极管Q2，第一三极管Q1和第二三极管Q2均为NPN型三极管，第一电阻R1与第一电容C1并联后接入第一三极管Q1的基极，第三电阻R3与第二电容C2并联后串联在第一三极管Q1的集电极与第二三极管Q2的基极之间，第一三极管Q1的发射极与第二三极管Q2的发射极电连接并接地；第一三极管Q1的集电极通过第二电阻R2与直流隔离电源15电连接，第二三极管Q2的集电极通过第四电阻R4与直流隔离电源15电连接。微处理器输出脉宽调制信号为防止振荡和干扰，需经过第一电阻R1和第一电容C1、第三电阻R3和第二电容C2并联传输，后端基极电压可用第一三极管Q1和第二三极管Q2调节，两级调节的方式可以使得PWM输出信号与微处理器输出驱动信号同相。

作为本实用新型的进一步优选方案，推挽放大电路12包括第三三极管Q3、第四三极管Q4、第三电容C3、第四电容C4和第五电阻R5，第三三极管Q3为NPN型三极管，第四三极管Q4为PNP型三极管，第三三极管Q3与第四三极管Q4的发射极相互连接且通过隔直电容C5与脉冲变压器13原边绕组的高压端相连接，第三三极管Q3与第四三极管Q4的基极相互连接且与第二三极管Q2的集电极相连，第三三极管Q3的集电极与直流隔离电源15电连接，第四三极管Q4的集电极与第二三极管Q2的发射极相连并且通过第五电阻R5与脉冲变压器13原边绕组的低压端相连接；第三电容C3与第四电容C4并联后一端与直流隔离电源15电连接，另一端接地。推挽放大电路12中信号交替导通、关断第三三极管Q3和第四三极管Q4，当第三三极管Q3处于导通状态和放大状态，第四三极管Q4处于截止状态；信号转换电平后，之前处于截止状态的第四三极管Q4变为导通、放大状态，而原来导通、放大状态的第三三极管Q3变成截止状态，提高了电路效率，减小电路失真。

附图说明

下面结合附图和具体实施方式对本实用新型作进一步详细的说明，附图仅提供参考与说明用，非用以限制本实用新型。

图1为本实用新型基于脉冲变压器隔离的MOSFET驱动电路的结构框图。

图2为本实用新型基于脉冲变压器隔离的MOSFET驱动电路的电气原理图。

图3为本实用新型在不同占空比下驱动输出的仿真波形图。

图4为本实用新型在不同占空比下驱动输出的实验波形图。

具体实施方式

如图1及图2所示，本实用新型基于脉冲变压器隔离的MOSFET驱动电路，包括驱动信号调节电路11、推挽放大电路12、脉冲变压器13和稳压钳位电路14，微处理器输出脉宽调制信号PWM接入驱动信号调节电路11的输入端，驱动信号调节电路11的输出端接入推挽放大电路12的输入端，推挽放大电路12的输出端经过隔直电容C5与脉冲变压器13的原边绕组相连接，脉冲变压器13的副边绕组通过位移电容C6与稳压钳位电路14相连，稳压钳位电路14包括第六电阻R6、肖特基二极管D3、第一稳压二极管D1、第二稳压二极管D2和第七电阻R7，第六电阻R6与肖特基二极管D3并联，且肖特基二极管D3的阴极通过位移电容C6与脉冲变压器13副边绕组的高压端相连，肖特基二极管D3的阳极与第一稳压二极管D1的阴极相连，第一稳压二极管D1的阳极与第二稳压二极管D2的阳极相连，第二稳压二极管D2的阴极与脉冲变压器13副边绕组的低压端相连，第七电阻R7并联在第一稳压二极管D1的阴极与第二稳压二极管D2的阴极之间，第一稳压二极管D1的阴极与功率MOSFET开关管的栅极GOUT相连，第二稳压二极管D2的阴极与功率MOSFET开关管的源极SOUT相连。

驱动信号调节电路11包括第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第一电容C1、第二电容C2、第一三极管Q1和第二三极管Q2，第一三极管Q1和第二三极管Q2均为NPN型三极管，第一电阻R1与第一电容C1并联后接入第一三极管Q1的基极，第三电阻R3与第二电容C2并联后串联在第一三极管Q1的集电极与第二三极管Q2的基极之间，第一三极管Q1的发射极与第二三极管Q2的发射极电连接并接地；第一三极管Q1的集电极通过第二电阻R2与直流隔离电源15电连接，第二三极管Q2的集电极通过第四电阻R4与直流隔离电源15电连接。

推挽放大电路12包括第三三极管Q3、第四三极管Q4、第三电容C3、第四电容C4和第五电阻R5，第三三极管Q3为NPN型三极管，第四三极管Q4为PNP型三极管，第三三极管Q3与第四三极管Q4的发射极相互连接且通过隔直电容C5与脉冲变压器13原边绕组的高压端相连接，第三三极管Q3与第四三极管Q4的基极相互连接且与第二三极管Q2的集电极相连，第三三极管Q3的集电极与直流隔离电源15电连接，第四三极管Q4的集电极与第二三极管Q2的发射极相连并且通过第五电阻R5与脉冲变压器13原边绕组的低压端相连接；第三电容C3与第四电容C4并联后一端与直流隔离电源15电连接，另一端接地。

微处理器输出脉宽调制信号为防止振荡和干扰，需经过第一电阻R1和第一电容C1、第三电阻R3和第二电容C2并联传输，后端基极电压可用第一三极管Q1和第二三极管Q2调节，两级调节的方式可以使得PWM输出信号与微处理器输出驱动信号同相。

推挽放大电路12中信号交替导通、关断第三三极管Q3和第四三极管Q4，当第三三极管Q3处于导通状态和放大状态，第四三极管Q4处于截止状态；信号转换电平后，之前处于截止状态的第四三极管Q4变为导通、放大状态，而原来导通、放大状态的第三三极管Q3变成截止状态，提高了电路效率，得到更大的输出功率，减小电路失真。

采用脉冲变压器13隔离驱动，并且考虑脉冲变压器13去磁复位的问题，驱动电路电流是单相脉动的，磁通的累加可能导致出现饱和，使得开关管导通时电流增大，关断时电压增大，本实用新型加入隔直电容C5滤除信号中直流分量，利用隔直电容C5进行磁复位，并把剩磁反馈至脉冲变压器13的另一边。能量从脉冲变压器13的原边传递到副边，为使开关管栅极电压迅速大于工作电压，利用第一稳压二极管D1、第二稳压二极管D2进行电压钳位。

PWM信号为高电平时，此时开关管导通，电流流经第六电阻R6向开关管上并联在发射极和栅极上的结电容充电。

PWM信号为低电平时，此时开关管关断，隔直电容C5对地放电，位移电容C6通过第六电阻R6、第七电阻R7放电，使得栅极上电压迅速低于开启电压，关断开关管。

稳压钳位电路14中加入第六电阻R6和肖特基二极管D3可减少反向恢复时间，改善驱动信号的波形；栅源极间加入一个用以保护的第七电阻R7，防止开关管短路时电流过大损坏元器件，起到了良好的保护作用。

图3为本实用新型基于脉冲变压器隔离的MOSFET驱动电路的仿真波形图，采用PSIM软件进行仿真验证，变压器匝数比为1:3，原边电感值为50uH，副边电感值为150uH，考虑到实际开关管应用场合分别设置开关频率为25、50、100kHz。图3(a)、(b)、(c)分别为开关频率为25、50、100kHz情况下驱动输出的仿真波形，横坐标为时间，纵坐标为电压，且每幅图中从左到右分别为微处理器在对应开关频率下占空比0.1、0.5和0.9的输出波形。且图3(a)、(b)、(c)中上端波形为本实用新型驱动电路输出的波形，第一稳压二极管D1、第二稳压二极管D2分别选用15伏特和3.3伏特，下端波形为微处理器脉宽调制输出的信号波形，信号波形输出高低电平为0和3.3伏特，由图3可以看出驱动电路在不同的占空比工况下都有良好的效果，仿真结果较好。

图4为本实用新型基于脉冲变压器隔离的MOSFET驱动电路的实验波形图，图4(a)、(b)、(c)分别表示开关频率为50kHz下不同占空比(0.1、0.5、0.9)下驱动输出的实验波形，可以看出，图4(a)、(b)、(c)中横坐标为时间，10us/格，纵坐标为电压，5V/格，且都有两条波形曲线，上端为本实用新型驱动电路输出的波形，信号波形输出电压为正15和负3.3伏特，下端为微处理器脉宽调制输出的信号波形，驱动输出高低电平为0和3.3伏特。由图4可以分析出驱动电路在不同的占空比工况下都有良好的效果，隔离电路使开关管正常工作，但也存在小幅度衰减，这是无源驱动必然的缺点。从图4中可以看出微处理器产生的脉宽调制信号和驱动输出相位几乎一致，符合一般情况下开关频率越高，输出延时越小，响应速度越快的特点，这样可使得在脉冲占空比很小时或者接近零的时候，能迅速的输出负电压，从而防止MOSFET的误导通。

以上所述仅为本实用新型之较佳可行实施例而已，非因此局限本实用新型的专利保护范围。除上述实施例外，本实用新型还可以有其他实施方式。凡采用等同替换或等效变换形成的技术方案，均落在本实用新型要求的保护范围内。本实用新型未经描述的技术特征可以通过或采用现有技术实现，在此不再赘述。