接口电路的制作方法

本发明涉及接口电路，例如，其形成信号处理电路的输出级(驱动器)和/或输入级(接收器)的一部分或全部。

背景技术：

例如数模转换器(dac)的这样的输出级可以被配置成通过传输线来驱动信号(即，模拟信号)。例如模数转换器(adc)的这样的输入级可以被配置成从传输线接收或恢复信号(即，模拟信号)。因此，接口电路可以形成dac或adc的一部分。dac和adc当然仅仅是信号处理电路的传统示例。接口电路和包括接口电路的电路可以实现为例如ic芯片上的集成电路。

因此，输出级环境中的接口电路可以包括驱动器电路以及用于与传输线连接的附加电路。因此，输入级环境中的接口电路可以包括缓冲电路以及用于与传输线连接的附加电路。

已经发现现有的接口电路并不令人满意，特别是在宽带性能是关键的高速输入级和输出级的环境中。随着例如dac和adc的速度的增加，接口电路的性能的压力也不断增加。

技术实现要素：

根据本发明的第一方面的实施方式，提供了一种接口电路，包括：信号线，其具有沿信号线限定的信号节点、辅助节点和连接节点，该连接节点用于与传输线连接；信号处理电路，其在信号节点处连接至信号线，使得在信号节点处经历(例如，呈现或应用)信号处理电路的有效电容；辅助电路，其在辅助节点处连接至信号线，使得在辅助节点处经历(例如呈现或应用)辅助电路的有效电容；成对的信号电感器，其沿信号线与信号节点相邻(例如紧邻)并且在信号节点的两侧串联连接；以及成对的辅助电感器，其沿信号线与辅助节点相邻(例如紧邻)并且在辅助节点的两侧串联连接，其中，成对的信号电感器被配置成具有由耦合系数ks限定的相互耦合；成对的辅助电感器被配置成具有由耦合系数ka限定的相互耦合；对于所述的成对的电感器中的每对电感器，成对的电感器被布置成使得在给定正耦合系数的情况下沿信号线在给定方向上流过这些电感器中的一个电感器的电流感应出在这些电感器中的另一个电感器中的并且沿信号线在相同方向上流动的电流；以及ks具有正值且ka具有负值。

这样的电感器布置可以使信号处理电路和辅助电路的有效电容得到补偿以确保包括接口电路的电路的宽带性能(如后面所解释的，一起考虑多个性能量度)。

在可替选布置中，ks和ka可以具有其他极性。也就是说，在其他布置中，ks和ka可以都具有正值，或者ks和ka可以都具有负值。在其他布置中，ks和ka可以简单地具有彼此相反的极性，即，在那些布置中，ks可以具有正值且ka可以具有负值，或者ks可以具有负值且ka可以具有正值。这种其他的极性组合可以具有特定的相关优点。

辅助节点可以被限定成沿信号线在信号节点与连接节点之间；并且/或者成对的信号电感器可以沿信号线与成对的辅助电感器相邻地(例如紧邻)连接；并且/或者成对的辅助电感器对可以沿信号线与连接节点相邻(例如紧邻)地连接。

辅助电路可以是静电放电保护电路。例如，辅助电路可以包括二极管网络。

耦合系数ks和ka两者都可以具有大于0.1的幅值；并且/或者耦合系数ks和ka两者都具有在0.1至0.4之间的幅值。在这些范围内，性能可以特别地有利。

信号处理电路的有效电容可以大于辅助电路的有效电容，成对的信号电感器的电感可以大于成对的辅助电感器的电感，并且ks的幅值可以大于ka的幅值。例如，信号处理电路的有效电容可以是辅助电路的有效电容的至少两倍，成对的信号电感器的电感可以是成对的辅助电感器的电感的至少两倍，并且ks的幅值可以是ka的幅值的至少两倍。

连接节点可以被配置为信号焊盘，例如，接合焊盘。

信号线还可以具有沿信号线限定的终端节点，并且接口电路可以包括在终端节点处连接至信号线的终端电阻器。终端节点可以被限定成沿信号线在信号节点的与辅助节点相反的侧上。

例如，终端电阻器、信号处理电路和辅助电路可以各自连接在信号线的相关节点与地(例如，rf接地)之间。

可以不设置桥接成对的电感器中的每个电感器的桥接电容器。

接口电路可以是包括正信号线和负信号线的差分电路，所述信号线各自具有其本身的一组所述的节点和所述的成对的电感器，用于与正信号线和负信号线的连接节点处的差分传输线连接。正信号线的成对的电感器的耦合系数可以具有与负信号线的相应的成对的电感器的相应耦合系数相同的极性。

例如，终端电阻器、信号处理电路和辅助电路可以各自连接在正信号线的相关节点与负信号线的相关节点之间。

正信号线的成对的电感器的耦合系数可以与负信号线的相应成对的电感器的相应耦合系数基本相同。

信号处理电路可以在其信号节点处连接至正信号线和负信号线；并且辅助电路可以在那些信号线的辅助节点处连接至正信号线和负信号线。

信号处理电路可以是：驱动电路，其用于驱动信号线上的输出信号或者正信号线上和负信号线上的输出信号；以及/或者缓冲电路，其用于接收来自信号线的输入信号或者来自正信号线和负信号线的输入信号。

根据本发明的第二方面的实施方式，提供了一种信号传输系统，包括：具有第一端和第二端的传输线；第一接口电路，其是本发明的上述第一方面的接口电路并且在其第一端处连接至传输线；以及第二接口电路，其是本发明的上述第一方面的接口电路并且在其第二端处连接至传输线。

也就是说，第一接口电路可以是包括驱动器电路的接口电路，所述驱动器电路用于驱动信号线上的输出信号或者正信号线上和负信号线上的输出信号，并且最终驱动传输线，以及第二接口电路可以是包括缓冲电路的接口电路，所述缓冲电路用于接收来自信号线的输入信号或来正信号线和负信号线的输入信号并且最终接收来自传输线的输入信号。

根据本发明的第三方面的实施方式，提供了一种在数模转换器电路中使用的输出电路，该输出电路包括本发明的上述第一方面的接口电路。

根据本发明的第四方面的实施方式，提供了一种数模转换器电路，其包括本发明的上述第三方面的输出电路。

根据本发明的第五方面的实施方式，提供了一种在模数转换器电路中使用的输入电路，该输入电路包括本发明的上述第一方面的接口电路。

根据本发明的第六方面的实施方式，提供了一种模数转换器电路，其包括本发明的上述第五方面的输入电路。

根据本发明的第七方面的实施方式，提供了一种集成电路，例如ic芯片(例如倒装芯片)，该集成电路包括：本发明的上述第一方面的接口电路；或者本发明的上述第二方面的信号传输系统；或者本发明的上述第三方面的输出电路；或者本发明的上述第四方面的数模转换器电路；或者本发明的上述第五方面的输入电路；或者本发明的上述第六方面的模数转换器电路。

附图说明

现在将通过示例的方式参照附图，其中：

图1a是接口电路的示意图；

图1b是接口电路的示意图；

图2a是负耦合电感器的示意图；

图2b是正耦合电感器的示意图；

图3是示出对于接口电路和传统(或先前考虑过的)电路的特定实现方式的s参数随频率如何变化的曲线图；

图4a和图4b是示出对于接口电路的特定实现方式的s参数随频率如何变化的曲线图；

图5a和图5b是示出对于接口电路和传统电路的特定实现方式的s参数随频率如何变化的曲线图；

图6是差分接口电路的示意图；以及

图7a和图7b是adc电路或dac电路的示意图。

具体实施方式

通过介绍的方式，在宽带输出级(驱动器)和输入级(接收器)中，期望实现宽带传输增益(s21)和宽带回波损耗(s22/s11)二者。如技术人员将识别到的，s21、s22和s11在此是s参数(或散射参数)。

通常，在集成电路的环境中，提供与传输线的连接相关的静电放电(esd)保护电路，并且该静电放电(esd)保护电路增加驱动电路或缓冲电路的寄生电容，这可能会降低s11和s21性能。试图补偿附加寄生电容的现有接口电路在s21的性能与s22/s11的性能之间进行猛烈地的折衷，即提高s22/s11的性能而使s21的性能降低，反之亦然，提高s211的性能而使s22/s1的性能降低。期望提供一种其中对于s21和s22/s11两者都实现良好的或提高的宽带性能的接口电路。

本发明的实施方式使得s22/s11与s21之间的折衷较缓，即，当考虑s22/s11和s21两者时，能够实现更好的带宽性能。以输出级为示例，本发明的实施方式通过“峰化”电路的传输特性来另外地均衡由前级(例如在dac中)引起的任何滚降(稍后将变得明显)。

本发明的实施方式可以应用于其中s22/s11和s21两者都需要为宽带的宽带系统的输出级(驱动器)或输入级(接收器)。如上所述，高速dac-adc系统是一个传统示例。可以提供实施方式为半导体电路，例如，以16nm技术实现的半导体电路。应当理解的是，在本文公开的实施方式中，该电路的优点在于它利用包括耦合电感器的无源结构。继续dac和adc的示例，本文公开的接口电路可以形成dac输出级或adc输入级的一部分。

图1a是接口电路100的示意图，例如，该接口电路100可以形成高速dac的输出级(驱动器)的一部分或全部。

需要强调的是，接口电路100以简化的形式呈现在图1中，即，作为代表实际接口电路的等效电路。本公开内容将据此得到理解。

接口电路100包括信号线l、信号处理电路120、辅助电路140和终端电阻器180。信号线l包括信号节点20、辅助节点40、连接节点60、终端节点80、成对的信号电感器15和25以及成对的辅助电感器35和45。

如上所述，图1a中所示的接口电路100将被实现为输出级(驱动器)。因此，信号处理电路120包括在此由(可变)电流源表示的驱动器电路124。由于驱动器电路124而经历或呈现在信号节点20处的(寄生)电容由电容器122明确表示。在等效电路100中信号处理电路120被示出为连接在信号节点20与地gnd(这在此可以被认为是表示rfgnd)之间。

辅助电路140由电容器表示，也是表示由于辅助电路140而经历或呈现在辅助节点40处的(寄生)电容。例如，辅助电路140可以是esd保护电路，但也可以是呈现在辅助节点40处的电容的任何电路。为方便起见，辅助电路140在本文中可称为esd保护电路140。辅助电路140被示出为连接在辅助节点40与地gnd(rfgnd)之间，也示出了辅助节点40处的电容的效果。当然，对应于辅助电路140的esd保护电路可以实现为如本领域技术人员已知的、将信号线l分别连接至地和供应电压源的一对二极管。

连接节点60用于与传输线连接，并且可以例如是信号焊盘或接合焊盘。终端电阻器180连接在终端节点80与地gnd(rfgnd)之间。通常，终端电阻器180可以具有50ω的值，用于与50ω传输线和相应的50ω输入级相匹配。

成对的信号电感器15和25可以很容易地被描述为t线圈。成对的信号电感器15和25沿信号线l串联连接在一起，并且与信号节点20相邻并在信号节点20的两侧。成对的信号电感器15和25被配置成具有由耦合系数ks定义的相互耦合。

类似地，成对的辅助电感器可以很容易地被描述为t线圈。成对的辅助电感器35和45沿信号线l串联连接在一起，并且与辅助节点40相邻并在辅助节点40的两侧。成对的辅助电感器35和45被配置成具有由耦合系数ka定义的相互耦合。

成对的信号电感器15和25以及成对的辅助电感器35和45被连接并且被布置成使得ks具有正极性(即，具有正值)且ka具有负极性(即，具有负值)。这种特定配置有利于s21和s22/s11两者的良好宽带性能。在其他布置中，如稍后参照图3至图5所说明的，相互耦合系数可以具有其他极性组合。从图3至图5中可以明显看出，可以基于其他考虑(即，除了针对s21和s22/s11两者实现良好的宽带性能之外的其他考虑)来选择ks和ka的极性的其他特定组合。稍后将对在这个意义上的极性的含义进行说明。

信号处理电路120产生电流并驱动信号线l和传输线(未示出)上的信号。

在辅助电路140代表esd保护电路的示例中，提供这样的esd保护电路以保护驱动器电路124免受由于静电放电引起的损坏。然而，辅助电路140有效地表现为电容。在先前考虑的接口电路中，提供辅助电路140使得其电容有效地与电容器122并联(即，增加驱动器电路124的有效电容并降低性能)。然而，相反，在接口电路100中，辅助电路140连同成对的电感器35、45一起出现在辅助节点40处(而不是在信号节点20处)，因此，驱动器电路124和辅助电路140的这种电容被分割出来并分配。这使得驱动器电路124和辅助电路140的电容的效应能够得到更好地补偿并且能够实现其中并入接口电路100的电路的更好性能。

选择接口电路100的参数，使得接口电路(包括成对的信号电感器15和25、成对的辅助电感器35和45、辅助电路140、信号处理电路120和终端电阻器180)表现出与先前考虑的补偿技术相比的宽频率范围内的补偿效应，特别是当考虑s22/s11和s21两者时提高的带宽性能。也就是说，已经发现，由于接口电路100的部件的相互作用，可以使其中并入接口电路100的电路的性能下降减小(减小到在宽频率范围内可接受的水平)，前提是为特定参数(特别是耦合系数ks和耦合系数ka)选择适当的值。

图1b是接口电路101的示意图。由于接口电路101与图1a中所示的且上面描述的接口电路100相似，所以在可能的情况下将省略重复的描述。与图1a的接口电路100中的部件相同的部件已经被赋予相同的附图标记。

接口电路101将被实现为输入级(即，从传输线接收信号的级)。接口电路101包括与接口电路100相同的部件，除了信号处理电路120由信号处理电路121替代之外。信号处理电路121是被配置成接收信号的电路(例如，信号处理电路121可以表示缓冲电路)。由于信号处理电路121而经历(呈现或展现)在信号节点20处的电容由电容器123表示。

图1b中用虚线示出的电路(代表性电阻器62和代表性驱动器64)示出了可以用于(例如，在模拟中)表示要在连接节点60处连接的驱动器级和传输线的电路。

可以提供对应于图1a和图1b两者的电路，即，作为其中信号处理电路可以操作为信号处理电路120和信号处理电路121两者(例如，在不同的操作模式下)的收发器。本公开内容将据此得到理解。

现在将参照图1a对图1a和图1b中使用的同名端规则(dotconvention)进行简要说明。如果电流在其同名端从一对电感器中的一个电感器(第一电感器)(例如，成对的15和25中的一个)流出，则由此产生的磁场将对该成对的电感器中的另一个电感器(第二电感器)在一个方向上产生影响，从而引起电流在其同名端从第二电感器流出，前提条件是该成对的电感器中的两个电感器之间的相互耦合使得耦合系数为正(即，具有正值或正极性)。相反，如果该成对的电感器中的两个电感器之间的相互耦合使得耦合系数为负(即，具有负值或负极性)，那么由在其同名端从第一电感器流出的电流产生的磁场将对第二电感器产生影响，从而引起电流在其同名端流入第二电感器。

应当理解的是，图1a和图1b中使用的同名端规则在某种程度上是任意的，并且可以使用替选的规则，前提条件是保持每对电感器内的耦合的总极性。例如，图1a和图1b中的电感器15、25、35和45的同名端点中的每个点可以处于其电感器的另一侧，在这种情况下，相互耦合系数ks和ka的符号可以保持相同。作为另一示例，考虑到具有正极性的相互耦合的一对电感器和具有负极性的相互耦合的一对电感器，代替两对成对的电感器在同一相对位置处具有同名端点以及成对的电感器中的一对具有正相互耦合系数而另一对具有负相互耦合系数，则每对的相互耦合系数可以具有相同的符号，并且可以基于相互耦合的极性是正或负在其中一对中改变同名端点的相对位置。

使用图1a和图1b中所示的同名端规则，电感器15、25、35和45被配置和布置成使得ks为正且ka为负(如上所述；在其他布置中，可以选择其他极性)。

正相互耦合系数可以具有从0(即，在电感器之间没有相互耦合)至1的值(即，如果在电感器中产生的所有磁通都耦合至另一个电感器，也就是说，可能的最大相互耦合)。在不使用芯(即，如在变压器中)的情况下，正相互耦合系数(例如，在本文所公开的t线圈的情况下)可以具有0至大约0.5之间的值。负相互耦合系数的相应范围当然是相同的但是为负。

基于许多因素选择相互耦合系数ks和ka。一个因素是由于驱动器电路124而经历或呈现在信号节点20处的电容，以及由于应归于辅助电路140而经历或呈现在辅助节点40处的电容。通常，由于驱动器电路124(即，电容器122)而引起的电容越大，电感器15、25的电感应该越大(以补偿该电容)，并且由于辅助电路140而引起的电容越大，电感器35、45的电感应该越大(以补偿该电容)。此外，通常对于较小的电感器，实际上难以获得良好的相互耦合，因此针对较小的电感器，正相互耦合系数的值的范围可以比针对较大的电感器的正相互耦合系数的值的范围(例如，0至0.5)小(例如，0至0.25)。对于负相互耦合系数的相应范围当然是相同的但是为负的。

通常，就对于s21和s22/s11二者的宽带性能而言，已经发现相互耦合系数ks的值大于0.1(例如，0.15)是有利的，并且就对于s21和s22/s11二者的宽带性能而言，已经发现相互耦合系数ka的值低于-0.1(例如，-0.15)是有利的。具体地，就对于s21和s22/s11二者的宽带性能而言，已经发现相互耦合系数ks的值为0.1至0.4是有利的，并且就对于s21和s22/s11二者的宽带性能而言，已经发现相互耦合系数ka的值为-0.1至-0.4是有利的。此外，已经发现相互耦合系数ks的值大约为0.3或0.35是有利的，并且已经发现相互耦合系数ka的值为-0.1或-0.15是有利的。在某些布置中，已经认为电容器122可以具有比电容器140的电容大的电容(例如，电容的两倍)。在这种情况下，ks可以大于ka(就如上所述的值的幅值而言)。当然，在其他布置中，电容器122可以具有比电容器140的电容小的电容(例如，电容的一半)。在这种情况下，ks可以小于ka(就值的幅值而言)。

图2a是具有负极性的相互耦合的一对电感器的示例的示意图。也就是说，根据图1a和图1b中使用的同名端规则，图2a中所示的一对电感器具有负的相互耦合系数。

每个电感器包括两个端子，并且来自其中一个电感器的端子中的一个端子连接至来自另一电感器的端子中的一个端子以形成端子tcenter。其他端子标记为t1和t2。图2a中所示的一对电感器可以被认为是成对的信号电感器15和25，在这种情况下，端子tcenter对应于图1a和图1b中的信号节点20。图2a中所示的一对电感器可以被认为是成对的辅助电感器35和45，在这种情况下，端子tcenter对应于图1a和图1b中的辅助节点40。

图2b是具有正极性的相互耦合的一对电感器的示例的示意图。也就是说，根据图1a和图1b中使用的同名端规则，图2b中所示的一对电感器具有正的相互耦合系数。

每个电感器包括两个端子，并且来自其中一个电感器的端子中的一个端子连接至来自另一电感器的端子中的一个端子以形成端子tcenter’。其他端子标记为t1’和t2’。例如，图2b中所示的一对电感器可以被认为是成对的信号电感器15和25，在这种情况下，端子tcenter’对应于图1a和图1b中的信号节点20。图2b中所示的一对电感器可以被认为是成对的辅助电感器35和45，在这种情况下，端子tcenter’对应于图1a和图1b中的辅助节点40。

图2a和图2b中所示的示例不是穷举的，并且应当理解的是，存在被配置成具有正相互耦合极性或负相互耦合极性的许多可能的其他对电感器的配置。

现在将对接口电路100的实现方式和相关优点进行描述。

前面提到的s参数是电路性能的量度。简而言之，s21是电路的传递增益(即，正向电压增益)的量度，s11是输入端口电压反射的量度，并且s22是输出端口电压反射的量度。

如上所述，接口电路100可以实现为输出级(驱动器)，即，连接节点60可以用于与传输线连接以沿传输线输出信号，并且/或者接口电路100可以实现为输入级(即，连接节点60可以用于与传输线连接以沿传输线接收信号)。在任何情况下，针对输出级(驱动器)的两个关注的s参数是s21和s22，并且针对输入级的两个关注的参数是s21和s11。根据互易定理，从输出级和输入级的角度来看，s21值是相同的。

通常，在宽操作频率范围内，s21为高且s11和/或s22为低是有利的。在运行的示例中，在宽频率范围内，s21高于-3db且s11和/或s22低于-12db可能是有利的。通常，在s21高于-3db且s11和/或s22低于-12db的情况下，频率范围越宽，该运行示例中电路的性能越好。

当ks为正且ka为负时，已经发现其中接口电路100被实现为具有高于-3db的s21的值并且还具有低于-12db的s22和/或s11值的电路所在频率范围比传统电路的频率范围宽，其中，给定布置中的特定性能取决于所选择的参数(例如，作为电容、电阻和电感的电路部件，以及ks和ka的精确值)。

图3示出了基于模拟的两个曲线图，其示出s21和s22参数随信号频率如何变化。具有空心圆的迹线示出了针对传统电路的s参数性能，并且具有实心圆的迹线示出了针对接口电路100的特定实现方式测量的相同性能。所采用的传统电路与接口电路100的实现方式的不同之处在于电容器140被设置成与电容器122并联，没有设置电感器35和45，并且由电感器15和25形成的t线圈用电容器桥接(如成为桥接t线圈)。在曲线图上已标记出s21的-3db以及s22(和s11)的-12db。

可以看出，对于传统电路的s21的值在大约60ghz处下降至-3db以下，而对于接口电路100的s21值在大约85ghz处下降至-3db以下。类似地，传统电路的s22的值升至-12db以上所处的频率为至少100ghz(曲线图上未示出)，而接口电路100的s22的值在大约70ghz处升至-12db以上。

因此，传统电路的带宽(s21的值大于-3db且s22的值小于-12db的信号频率范围)为60ghz(0ghz至60ghz)，而＝接口电路100的相应带宽为70ghz(0ghz至70ghz)。因此，接口电路100具有比传统电路的带宽更宽的带宽。

图4a是示出接口电路100的特定实现方式的s21参数随信号频率如何变化的曲线图。图4b是示出接口电路100的相同实现方式的s22参数随信号频率如何变化的曲线图。

在图4a和图4b中，具有三角形的线示出了接口电路100的其中ks是-0.3且ka是-0.2即ks为负且ka为负的特定实现方式的s参数。具有空心圆的线示出了接口电路100的其中ks是-0.3且ka是0.2即ks为负且ka为正的特定实现方式的s参数。具有正方形的线示出了接口电路100的其中ks是0.3且ka是0.2即ks为正且ka为正的特定实现方式的s参数。具有实心圆的线示出了接口电路100的其中ks是0.3且ka是-0.2即ks为正且ka为负的特定实现方式的s参数。

在图4a中，标记了s21的-3db，而在图4b中，标记了s22(和s11)的-12db。从图4a和图4b可以看出，给出最宽带宽(包括接口电路100的实现方式的电路可以在s21值高于-3db并且s22值低于-12db的情况下操作所处的频率范围)的实现方式是耦合系数ks为0.3且耦合系数ka为-0.2的情况下的一个实现方式(该实现方式具有大约65ghz的带宽，s21参数在大约90ghz处降至-3db以下并且s22参数在大约65ghz处升至-12db以上)。也就是说，在ks为正且ka为负的情况下的实现方式。

接口电路100还可以在实现接口电路100的电路的传递特性(正向电压增益s21)中产生“峰化”(前面提到的)。例如，参见图4a，其中s21曲线图在下降之前达到峰值。详细地，给定合适的参数(例如，耦合系数、电感、电容等)，正向电压增益可以在恰好比正向电压增益下降所处的频率低的频率处增加(低于-3db的阈值)。该“峰化”可以帮助均衡或补偿由实现接口电路100的级之前的级引起的任何“滚降”。也就是说，接口电路100的峰化效应可以帮助减小由“滚降”引起的性能下降。

图5a是示出与传统电路(对应于前面提到的传统电路)相比，接口电路100的特定实现方式的s21参数随频率如何变化的曲线图。图5b是示出与传统电路相比，接口电路100的相同实现方式的s22参数随频率如何变化的曲线图。

在图5a和图5b中，具有三角形的线示出了接口电路100的其中ks是-0.3且ka是-0.2即ks为负且ka为负的特定实现方式的s参数。具有空心圆的线示出了接口电路100的其中ks是-0.3且ka是0.2即ks为负且ka为正的特定实现方式的s参数。具有正方形的线示出了接口电路100的其中ks是0.3且ka是0.2即ks为正且ka为正的特定实现方式的s参数。具有实心圆的线示出了接口电路100的其中ks是0.3且ka是-0.2即ks为正且ka为负的特定实现方式的s参数。具有十字的线示出了传统电路的s参数。

图5a和图5b与图4a和图4b之间的差异是由于用于生成曲线图的实现方式的参数的选择引起的(例如，信号处理电路120和辅助电路140的代表性电容、电感器15、25、35和45的电感以及终端电阻器180的电阻)。

在图5a中，标记了s21的-3db，而在图5b中，标记了s22(和s11)的-12db。从图5a和图5b可以看出，给出最宽带宽(s21值高于-3db且s22值低于-12db的信号频率范围)的实现方式是其中ks为0.3且ka为-0.2的情况下的一个实现方式(该实现方式具有大约80ghz的带宽，s21参数在大约92ghz处降至-3db以下并且s22参数在大约80ghz处升至-12db以上)。

从图5a和图5b还可以看出，该实现方式中的传统电路具有大约64ghz的带宽。

尽管图3至图5b中的曲线图示出了s22参数，但是示出s11参数的曲线图将是类似的，因此未示出。图3至图5b中的曲线图涉及图1a中描绘的输出级，但是应当理解，可以基于图1b的输入级接口电路101获得类似的曲线图。

尽管如上所述被实现为单端电路，但是接口电路100也可以实现为差分电路。在这种情况下，可以认为接口电路100关于图1a中的rfgnd“镜像”。当然，类似的考虑适用于图1b的接口电路101。

图6是差分接口电路300的示意图。差分接口电路300包括第一接口电路和第二接口电路。第一接口电路可以认为是图1所示的接口电路100(暂时忽略接口电路100的接地)，将第一接口电路的信号线l认作正信号线lp，并且将系数ks和ka认作ksp和kap(即，与信号线lp有关)。

第二接口电路包括与第一接口电路100的正信号线lp对应的负信号线ln。负信号线ln包括与正信号线lp的那些节点对应的节点。第二接口电路包括与第一接口电路100的电路相对应的电路(即，第二接口电路包括第二终端电阻器380、第二信号处理电路320、第二辅助电路340、具有耦合系数ksn的成对的信号电感器215和225和具有耦合系数kan的成对的辅助电感器)，并且将省略其详细描述。

第一终端电阻器180连接至第二终端电阻器380(统称为用于差分接口电路300的终端电阻器)。类似地，第一信号处理电路120连接至第二信号处理电路320(统称为用于差分接口电路300的信号处理电路)。此外，第一辅助电路140连接至第二辅助电路340(统称为用于差分接口电路300的辅助电路)。

第一连接节点60和第二连接节点260用于连接至差分传输线。

以虚线示出的电路(代表性电阻器66)示出了可以用于(例如在模拟中)表示在第一连接节点60和第二连接节点260处连接的传输线的另一侧上的输入级的电路。

应当理解的是，可以修改差分接口电路300以实现为输入级。例如，类似于图1b中所示的接口电路101，第一信号处理电路120和第二信号处理电路320可以各自包括用于一起接收差分信号的缓冲电路。

如上所述，体现本发明的接口电路100、101和/或差分接口电路300可以被实现混合信号电路(例如，dac电路或adc电路)和/或被实现为与混合信号电路(例如，dac电路或adc电路)一起。例如，如图7a和图7b所示，体现本发明的接口电路100、101和/或差分接口电路300可以实现为dac电路400(或者在另一个示例中的adc电路400)和/或被实现成与dac电路400(或者在另一个示例中的adc电路400)一起。

总之，通过将驱动器输出节点处的电容分成多个较小的电容，每个电容可以通过单独的t线圈进行补偿，并且针对宽带s22和s21(或s11和s21)进行优化。在使用如图1a和图1b中的两个t线圈的情况下，相对于本文采用的同名端规则，ks为正且ka为负是有利的。该选择使得s21和s22/s11两者的带宽性能尽可能接近最佳。接口电路100还可以产生峰化以均衡由前面的级引起的任何滚降行为，例如，dac的sinc(x)行为。

本发明的电路可以实现为集成电路，例如，诸如倒装芯片的ic芯片上的集成电路。本发明扩展到如上所述的集成电路和ic芯片、包括这样的ic芯片的电路板以及包括这种电路板的通信网络(例如，互联网光纤网络和无线网络)和这样的网络的网络设备。