具有减少的EMI生成的高效D类放大器的制作方法

本申请是申请日为2015年5月8日、申请号为201510234028.6、名称为“具有减少的emi生成的高效d类放大器”的中国专利申请的分案申请。

本公开涉及d类音频放大器的技术领域，并且更具体地涉及一种与传统d类放大器相比具有减少的emi的d类放大器设计。

背景技术：

诸如智能电话和平板电脑之类的便携式电子装置受到客户欢迎。这些便携式电子装置能够回放音频，并且因此采用了音频放大器。因为这些便携式电子装置由电池供电，降低能耗是商业需求，并且比ab类音频放大器更有效率的d类音频放大器可以潜在地适用于这些电子装置。

d类放大器是其中放大装置(通常为mosfet)操作作为电子开关而不是如在其他放大器中的线性增益装置的电子放大器。待放大的模拟信号在施加至放大装置之前转换为方形脉冲的序列。因为待放大的信号是恒定幅度脉冲的序列，放大装置在导电和非导电状态之间快速来回切换。在放大之后，输出的脉冲序列可以通过将其经过无源低通滤波器而转换回模拟信号。

如上所述，d类放大器的优点在于其可以比其他放大器更有效率，这是因为较少功率作为热量被散发在有源装置中。然而，有源装置的切换导致增大的emi，其在智能电话和平板电脑中特别不期望。就此而言，减少emi的改进d类放大器是商业上需要的。

技术实现要素：

提供该发明内容部分以提出对在以下详细说明书中进一步描述的概念的选择。该发明内容部分并非意在标识所请求保护的主题的关键或必要特征，也并非意在用于辅助限定所请求保护主题的范围。

根据本公开的电子装置包括配置用于分别将第一模拟音频输入信号和第二模拟音频输入信号转换为第一音频方波和第二音频方波的第一比较器和第二比较器。逻辑组块被耦合成从第一比较器和第二比较器接收第一音频方波和第二音频方波。逻辑组块被配置成当第一音频方波的占空比大于第二音频方波的占空比时生成表示第一音频方波与第二音频方波之间差值的第一已处理音频信号，当第一音频方波的占空比小于第二音频方波的占空比时生成具有参考dc电平的第一已处理音频信号，当第二音频方波的占空比大于第一音频方波的占空比时生成表示第二音频方波与第一音频方波之间差值的第二已处理音频信号，以及当第二音频方波的占空比小于第一音频方波的占空比时生成具有参考dc电平的第二已处理音频信号。第一输出级和第二输出级耦合至逻辑组块并且配置用于分别基于第一已处理音频信号和第二已处理音频信号而生成第一音频输出信号和第二音频输出信号。

另一实施例涉及一种包括信号处理组块的d类放大器，信号处理组块配置用于当第一差分信号的占空比大于第二差分信号的占空比时生成表示第一差分信号与第二差分信号之间差值的第一已处理信号，当第一差分信号的占空比小于第二差分信号的占空比时生成表示参考dc电平的第一已处理信号，当第二差分信号的占空比大于第一差分信号的占空比时生成表示第二差分信号与第一差分信号之间差值的第二已处理信号，以及当第二差分信号的占空比小于第一差分信号的占空比时生成表示参考dc电平的第二已处理信号。

一个方法特征方面涉及一种放大音频信号的方法。方法包括接收第一模拟信号，第一模拟信号是模拟信号。方法也包括接收第二模拟信号，第二模拟信号是模拟信号的补码(complement)。第一模拟输入信号和第二模拟输入信号转换为第一方波和第二方波。当第一方波的占空比大于第二方波的占空比时生成表示第一方波与第二方波之间差值的第一已处理信号。当第一方波的占空比小于第二方波的占空比时生成作为参考dc电平的第一已处理信号。当第二方波的占空比大于第一方波的占空比时生成表示第二方波与第一方波之间差值的第二已处理信号。当第二方波的占空比小于第一方波的占空比时生成作为参考dc电平的第二已处理信号，并且使用各自第一输出级和第二输出级基于第一已处理信号和第二已处理信号分别生成第一输出信号和第二输出信号。

附图说明

图1是根据本公开的d类放大器的示意图。

图2是其中信号发生器是锯齿波发生器的操作中的图1的d类放大器的时序图。

图3是其中信号发生器是锯齿波发生器的图1的d类放大器的逻辑组块的实施例的示意图。

图4是其中信号发生器是三角波发生器的图1的d类放大器的操作的流程图。

图5是其中信号发生器是三角波发生器的操作中图1的d类放大器的时序图。

具体实施方式

以下将描述一个或多个实施例。这些所述实施例仅是如仅由所附权利要求限定的实施方式技术的示例。额外地，为了提供聚焦的描述，在说明书中可以不描述真实实施方式的不相关特征。

参照图1，现在描述具有桥接负载160的d类放大器100。首先将描述d类放大器100的结构，以及随后将描述其操作。

d类放大器100包括第一模拟音频输入信道110a以及第二模拟音频输入信道110b。第一和第二模拟音频输入信道110a、110b均包括相同的全差分放大器112。全差分放大器112包括输入电阻器rin和反馈电阻器r1，其设置了增益。全差分放大器112的输出端反馈至另一全差分放大器114，其具有输入电阻器r2和反馈电容器c。全差分放大器114的非反相输出被馈送至比较器120a的非反相输入，而全差分放大器114的反相输出被馈送至比较器120b的非反相输入。信号发生器130耦合至比较器120a和比较器120b的反相输入端。

比较器120a和比较器120b的输出送至逻辑组块140，其具有被馈送至输出级150a和输出级150b的输出。输出级150a包括驱动器152a，具有耦合至逻辑组块140输出端的输入端。输出级150a也包括第一pmos晶体管p1和第一nmos晶体管n1。第一pmos晶体管p1具有耦合至电源vcc的源极，以及耦合至驱动器152a的第一输出端的栅极。二极管d1耦合在第一pmos晶体管p1的源极与漏极之间。第一nmos晶体管n1具有耦合至第一pmos晶体管p1漏极的源极，耦合至接地gnd的漏极，以及耦合至驱动器152a的第二输出端的栅极。二极管d2耦合在第一nmos晶体管n1的源极与漏极之间。

输出级150b包括驱动器152b，具有耦合至逻辑组块140输出端的输入端。输出级150b也包括第二pmos晶体管p2和第二nmos晶体管n2。第二pmos晶体管p2具有耦合至电源vcc的源极，以及耦合至驱动器150b第一输出端的栅极。二极管d3耦合在第二pmos晶体管p2的源极与漏极之间。第二nmos晶体管n2具有耦合至第二pmos晶体管p2漏极的源极，耦合至接地gnd的漏极，以及耦合至驱动器152b第二输出端的栅极。二极管d4耦合在第二nmos晶体管n2的源极与漏极之间。

负载160具有耦合至第一pmos晶体管p1的漏极和第一nmos晶体管n1的源极的第一输入端，以及具有耦合至第二pmos晶体管p2的漏极和第二nmos晶体管n2的源极的第二输入端。电阻器rfb耦合在负载160与全差分放大器114的输入端之间。负载160可以例如包括模拟扬声器。

参照图3，现在将描述逻辑组块140的结构。逻辑组块140包括第一反相器202a，其具有耦合至比较器120b的输出端cmpp的输入端以及耦合至与门204a的第一输入端的输出端。与门204a具有耦合至比较器120a输出端的第二输入端，以及耦合至第一输出级150a的输出端vp。

逻辑组块140也包括第二反相器202b，其具有耦合至比较器120a的输出端cmpn的输入端，以及耦合至与门204b第一输入端的输出端。与门204b具有耦合至比较器120b输出端的第二输入端，以及耦合至第二输出级150b的输出端vn。

现在将参照图1-图3描述d类放大器100的操作。全差分放大器112的输入端分别接收第一和第二模拟音频输入信号。全差分放大器112除去第一和第二模拟音频输入信号中的共模噪声，并且将移除了共模噪声的第一和第二模拟音频输入信号作为第一和第二差分信号输出至用于从第一和第二模拟音频输入信号移除不需要的dc偏移的全差分放大器114。在一些应用中，第一和第二模拟音频输入信号可以是分立的单个输入信号并且不是差分信号，如本领域技术人员所知晓的那样。

第一模拟音频输出信号vdn随后从全差分放大器114送至比较器120a，其将第一模拟音频输入信号与由信号源或波形发生器130所生成的锯齿波进行比较。这导致生成了第一音频方波cmpp，具有与第一模拟音频输入信号的幅度成比例的占空比。第一模拟音频输入信号与由波形发生器130所生成的波形在图2中示出为在标号swatooth锯齿波之后，而第一音频方波示出为在标号cmpp之后。

类似的，第二音频输出信号vdp从全差分放大器114被馈送至比较器120b，其也将第二模拟音频输入信号与由波形发生器130所生成的三角波或锯齿波进行比较。这也导致生成了第二音频方波cmpn，其具有与第二模拟音频输入信号的幅度成比例的占空比。第二音频方波在图2中示出在标号cmpn旁边。

逻辑组块140接收第一音频方波并且由其生成第一已处理音频信号vp。逻辑组块140通过其与门204a对第一音频方波和第二音频方波的反相执行逻辑与操作而生成第一已处理音频信号vp。当第一音频方波的占空比大于第二音频方波的占空比时(附图标记300)，第一已处理音频信号由此表示第一音频方波与第二音频方波之间的差值。当第一音频方波的占空比小于第二音频方波的占空比时(附图标记302)，第一已处理音频信号由此代表参考dc电平或共模电压。

逻辑组块140也由第二音频方波生成第二已处理音频信号vn。逻辑组块140通过其与门204b对第一音频方波的反相和第二音频方波执行逻辑与操作而生成第二已处理音频信号vn。当第二音频方波的占空比大于第一音频方波的占空比时(附图标记302)，第二已处理音频信号由此代表第二音频方波与第一音频方波之间的差值。当第二音频方波的占空比小于第一音频方波的占空比时(附图标记300)，第二已处理音频信号vn由此代表参考dc电平或共模电压。

如通过观察第一已处理音频信号和第二已处理音频信号vp、vn所示，第一已处理音频信号和第二已处理音频信号并未同时为高，并且在三角波或锯齿波的单个周期期间仅一个音频信号为高，并且在该单个周期期间该音频信号只一次为高。因此，在单个周期期间p1和n2切换，或者在该单个周期期间p2和n2切换，但是并非晶体管的两个配对均如此。

采用传统d类放大器，第一已处理音频信号和第二已处理音频信号可以同时为高。因此，在传统d类放大器中，晶体管p1、n2和p2、n2将在三角波或锯齿波的单个周期期间均切换两次。在此所述的d类放大器因此与传统设计相比减少了50％切换量，从而导致大大减少的emi。

驱动器152a接收第一已处理音频信号并且将其放大。当第一已处理音频信号vp处于逻辑高时，第一nmos晶体管n2关断，以及第一pmos晶体管p1导通并且生成为高的第一音频输出信号outp。当第一已处理音频信号vp处于逻辑低时，第一pmos晶体管p1关断，以及第一nmos晶体管n1导通并且将第一音频输出信号outp拉低。

驱动器152b同样接收第二已处理音频信号并且驱动功率mos器件p2、n2。当第二已处理音频信号vn处于逻辑高时，第二nmos晶体管n2关断，以及第二pmos晶体管p1导通并且生成为高的第二音频输出信号outn。当第二已处理音频信号vn处于逻辑低时，第二pmos晶体管p2关断，以及第二nmos晶体管n2导通并且将第二音频输出信号outn拉低。

第一音频输出信号outp将图2中标注为load的负载处的信号拉高。另一方面，第二音频输出信号outn将图2中标为load的负载处信号拉为负。负载处信号表示第一音频输出信号和第二音频输出信号outp、outn之间的差值。因此，如果如传统d类放大器可能的那样第一音频输出信号和第二音频输出信号outp、outn同时为高并且缺乏重叠转换，则负载处信号将在给定时间周期期间转变四次。然而，如图2所示，作为由逻辑组块140执行的操作的结果，第一音频输出信号和第二音频输出信号outp、outn将不会同时为高。因此，负载处信号在相同给定时间周期期间将仅转变两次，与传统系统中四次相反。这将负载处信号转变次数减半。

可以理解，波形发生器130可以生成三角波替代锯齿波。这可以导致由比较器120a和120b输出的cmpp和cmpn不具有同时转变。在该情形下，逻辑组块140如现在将参照图4-图5的流程图300描述而生成vp和vn。

由于差分放大器112，vdp和vdn是全差分输出信号，并且三角波的频率高于模拟音频输入信号的频率。因此，p1的宽度等于p2的宽度，并且p3的宽度等于图5中p4的宽度。

逻辑组块140监控cmpp和cmpn以感测第一上升沿(步骤302)。如果cmpp在cmpn之前具有上升沿(步骤304a)，则逻辑组块140从cmpp的上升沿至cmpn的上升沿取样(步骤306a)。这示出在图5的时序图中，并且该时间周期称作p1。逻辑组块140在取样开始处开始输出为高的vp(步骤308a)，并且在2*p1的逝去时间处将vp转变为低(步骤310a)，也如图5中所示。逻辑组块140随后返回至监控cmpp和cmpn(步骤302)。负载最终接收输出信号为2*p1＝p1+p2＝cmpp-cmpn。

如果cmpn在cmpp之前具有第一上升沿(步骤304b)，则逻辑组块140从cmpn的上升沿至cmpp的上升沿取样(步骤306b)。逻辑组块140在取样开始处开始输出vn为高(步骤308b)，并且此后在等于从cmpn上升沿至cmpp上升沿的时间长度两倍的逝去时间处将vn转变为低(步骤310b)。逻辑组块140随后返回至监控cmpp和cmpn(步骤302)。

在其中cmpp和cmpn同时上升的情形下(步骤305)，逻辑组块140不采取行动，vp和vn保留为低(步骤307)，并且继续监控cmpp和cmpn(步骤302)。

尽管已经参照有限数目实施例描述了本公开，受到本公开教导的本领域技术人员将知晓可以预见不脱离如在此所述本公开范围的其他实施例。因此，本公开的范围应该仅有所附权利要求来限定。