高功率放大器的线性增强的制作方法

本公开大体上涉及用于射频(radiofrequency，rf)电路的功率放大器的线性增强，且更具体地说，涉及易受正向栅极电流影响的rf放大器。

背景技术：

rf放大器通常包括用于放大rf输入信号的晶体管。这类晶体管可包括在被恰当施偏压的情况下提供更具线性信号的高功率场效应晶体管(fieldeffecttransistor，fet)。属于例如iii-vfet增强群组的晶体管可展现电流崩溃、捕集和存储器效应。一种类型的iii-vfet可包括氮化镓(galliumnitride，gan)fet。虽然ganfet可展现极佳开环线性，但采用例如数字预失真(digitalpredistortion，dpd)使gan放大器线性化可在高发射速率下存在问题。此外，在例如杜赫放大器的多级功率放大器中，主放大器通常可在过驱动模式中操作，这可引起输入和/或输出信号的削减。这类输入信号削减可在功率放大器的输出信号中引入另外的非所要的非线性。

因此，有利的是缓解非线性有源装置中的波形削减。

技术实现要素：

根据本发明的第一方面，提供一种射频(rf)放大器电路，包括：

第一场效应晶体管(fet)，所述第一fet包括耦合到第一rf输入节点的第一栅极端；和

第一网络，其耦合于第一偏压电压节点与所述第一栅极端之间，所述第一网络包括被配置成阻挡第一电流在所述第一偏压电压节点与所述第一栅极端之间流动的第一非线性栅极电流阻挡装置。

在一个或多个实施例中，所述第一非线性栅极电流阻挡装置是p-n二极管。

在一个或多个实施例中，所述rf放大器电路进一步包括耦合于所述第一栅极端与rf冷点节点之间的第一电感器，所述rf冷点节点耦合到所述第一非线性栅极电流阻挡装置。

在一个或多个实施例中，所述rf放大器电路进一步包括与所述第一电感器分流耦合的分流电容器。

在一个或多个实施例中，所述rf放大器电路进一步包括耦合于所述rf冷点节点与接地参考之间的第一电容器。

在一个或多个实施例中，所述rf放大器电路进一步包括耦合于所述第一偏压电压节点与所述rf冷点节点之间的低通滤波器。

在一个或多个实施例中，所述低通滤波器包括：

第二电容器，其耦合于所述第一偏压电压节点与所述接地参考之间；

第二电感器，其耦合于所述第一偏压电压节点与所述第一非线性栅极电流阻挡装置之间；和

所述第一电容器。

在一个或多个实施例中，所述rf放大器电路进一步包括：

放大器输入；

第二场效应晶体管(fet)，所述第二fet包括耦合到第二rf输入节点的第二栅极端；

第二网络，其耦合于第二偏压电压节点与所述第二栅极端之间，所述第二网络包括被配置成阻挡第二电流在所述第二偏压电压节点与所述第二栅极端之间流动的第二非线性栅极电流阻挡装置；

功率分配器，其包括输入以及第一和第二输出，所述功率分配器被配置成将所述放大器输入处接收的输入信号的功率分成提供给所述第一rf输入节点的第一rf输入信号，并分成提供给所述第二rf输入节点的第二rf输入信号；和

功率组合器，其包括耦合到所述第一fet的第一漏极端的第一输入和耦合到所述第二fet的第二漏极端的第二输入，所述功率组合器另外包括被配置成用于耦合到负载的输出节点。

在一个或多个实施例中，所述第一fet属于iii-vfet增强群组。

根据本发明的第二方面，提供一种射频(rf)放大器，包括：

衬底；和

第一rf放大器电路，其耦合到所述衬底，所述第一rf放大器电路包括：

第一场效应晶体管(fet)，所述第一fet包括耦合到第一rf输入节点的栅极端；和

第一网络，其耦合于第一偏压电压节点与所述第一栅极端之间，所述第一网络包括被配置成阻挡第一电流在所述第一偏压电压节点与所述第一栅极端之间流动的第一非线性栅极电流阻挡装置。

在一个或多个实施例中，所述第一非线性栅极电流阻挡装置是p-n二极管。

在一个或多个实施例中，所述rf放大器进一步包括耦合于所述rf输入节点与rf冷点节点之间的第一电感器，所述rf冷点节点耦合到所述第一非线性栅极电流阻挡装置。

在一个或多个实施例中，所述rf放大器进一步包括与所述第一电感器分流耦合的分流电容器。

在一个或多个实施例中，所述rf放大器进一步包括耦合于所述rf冷点节点与接地参考之间的第一电容器。

在一个或多个实施例中，所述rf放大器进一步包括耦合于所述第一偏压电压节点与所述rf冷点节点之间的低通滤波器。

在一个或多个实施例中，所述低通滤波器包括：

第二电容器，其耦合于所述第一偏压电压节点与所述接地参考之间；

第二电感器，其耦合于所述第一偏压电压节点与所述第一非线性栅极电流阻挡装置之间；和

所述第一电容器。

在一个或多个实施例中，所述rf放大器进一步包括：

放大器输入；

第二场效应晶体管(fet)，所述第二fet包括耦合到第二rf输入节点的第二栅极端；

第二网络，其耦合于第二偏压电压节点与第二栅极之间，所述第二网络包括被配置成阻挡第二电流在所述第二偏压电压节点与所述第二栅极之间流动的第二非线性栅极电流阻挡装置；

功率分配器，其包括输入以及第一和第二输出，所述功率分配器被配置成将所述放大器输入处接收的输入信号的功率分成提供给所述第一rf输入节点的第一rf输入信号，并分成提供给所述第二rf输入节点的第二rf输入信号；和

功率组合器，其包括耦合到所述第一fet的第一漏极端的第一输入和耦合到所述第二fet的第二漏极端的第二输入，所述功率组合器另外包括被配置成用于耦合到负载的输出节点。

根据本发明的第三方面，提供一种射频(rf)模块，包括：

印刷电路板(pcb)；和

rf放大器装置，其耦合到所述pcb，所述rf放大器装置包括：

衬底；

场效应晶体管(fet)，其耦合到所述衬底，所述fet包括耦合到rf输入节点的栅极端；

网络，其耦合于偏压电压节点与所述栅极端之间，所述网络包括被配置成阻挡电流在所述偏压电压节点与所述栅极端之间流动的非线性栅极电流阻挡装置。

在一个或多个实施例中，所述rf模块进一步包括集成无源装置(ipd)，所述ipd包括所述fet，所述ipd和所述非线性栅极电流阻挡装置耦合到所述pcb。

在一个或多个实施例中，所述rf模块进一步包括集成无源装置(ipd)，所述ipd包括所述fet和所述非线性栅极电流阻挡装置，所述ipd耦合到所述pcb。

本发明的这些和其它方面将根据下文中所描述的实施例显而易见，且参考这些实施例予以阐明。

附图说明

图1是描绘根据一实施例的包括预匹配网络的功率放大器电路的示意图。

图2示出与包括fet的功率放大器电路的栅极偏压相关联的两个波形。

图3示出根据一实施例的处于两个不同的操作状态即(a)普通或非过驱动状态和(b)过驱动状态中的功率放大器电路。

图4示出根据一实施例的印刷电路板(printedcircuitboard，pcb)上的功率放大器装置的部分实施方案。

图5示出根据另一实施例的pcb上的功率放大器装置的部分实施方案。

图6示出根据一实施例的pcb上的多尔蒂功率放大器的框图。

图7示出根据一实施例的用集成非线性栅极电流阻挡装置实施预匹配网络的多尔蒂功率放大器的功率放大器响应的功率和频率的曲线图。

具体实施方式

本公开涵盖其中可动态调整过驱动功率放大器的操作点以减少rf输出信号失真的电路和系统的多种实施例。通过偏移功率放大器的栅极端呈现的偏压电压vgs使功率放大器的操作点维持在线性操作范围内。用于偏移偏压电压的一种此类技术可包括阻挡栅极节点与偏压输入节点之间的电流流动。

在一个实施例中，射频(radiofrequency，rf)放大器电路包括场效应晶体管(fieldeffecttransistor，fet)，且在更特定实施例中，fet属于iii-vfet增强群组。举例来说，fet可为氮化镓(galliumnitride，gan)fet，但fet也可由其它类型的衬底形成。无论哪种方式，fet都包括耦合到rf输入节点的栅极端。所述电路另外包括耦合于偏压电压节点与rf输入节点之间的预匹配和偏压网络。预匹配和偏压网络包括非线性栅极电流阻挡装置，其被配置成阻挡电流在偏压电压节点与fet输入之间流动。非线性栅极电流阻挡装置可为p-n二极管。放大器电路可另外包括耦合于fet输入与rf冷点节点之间的电感器，所述rf冷点节点耦合到非线性栅极电流阻挡装置。预匹配和偏压网络也可被配置为耦合于偏压电压节点与rf冷点节点之间的低通滤波器。放大器电路还可被配置成具有如上文所描述的第一和第二fet以及第一和第二预匹配和偏压网络的多尔蒂放大器。

在另一实施例中，射频(rf)放大器包括衬底和耦合到所述衬底的第一rf放大器电路。第一rf放大器电路包括第一场效应晶体管(fet)，其中第一fet包括耦合到第一rf输入节点的栅极端。第一rf放大器电路另外包括耦合于第一偏压电压节点与第一栅极端之间的第一网络。第一网络包括第一非线性栅极电流阻挡装置，其被配置成阻挡第一电流在第一偏压电压节点与第一栅极端之间流动。

第一非线性栅极电流阻挡装置可为p-n二极管。rf放大器可另外包括耦合于rf输入节点与rf冷点节点之间的第一电感器，所述rf冷点节点耦合到第一非线性栅极电流阻挡装置。rf放大器可另外包括与第一电感器分流耦合的分流电容器。rf放大器可另外包括耦合于rf冷点与接地参考之间的第一电容器。rf放大器也可被配置为耦合于第一偏压电压节点与rf冷点节点之间的低通滤波器。

在另一实施例中，射频(rf)模块包括印刷电路板(pcb)和耦合到pcb的rf放大器装置。rf放大器装置包括衬底、具有耦合到rf输入节点的栅极端的场效应晶体管(fet)，以及耦合于偏压电压节点与fet的栅极端之间的网络。所述网络包括被配置成阻挡电流在偏压电压节点与栅极端之间流动的非线性栅极电流阻挡装置。

rf模块可另外包括具有fet的集成无源装置(integratedpassivedevice，ipd)，其中ipd和非线性栅极电流阻挡装置耦合到pcb。rf模块可另外包括具有fet和非线性栅极电流阻挡装置的集成无源装置(ipd)，其中ipd耦合到pcb。

根据本文所描述的各种实施例，功率放大器的线性是促进较高数据带宽并且最小化相邻通道的干扰的重要设计考虑因素。当rf输入信号相对小时，功率放大器可在其线性区中操作。然而，当rf输入信号电平致使功率放大器在线性范围之外操作时，可引入可致使rf输出信号失真的非所要的非线性。过驱动功率放大器可通过移动功率放大器的操作点以容纳较高rf输入信号电平来抑止失真。可通过偏移功率放大器的栅极端处呈现的偏压电压vgs来调整操作点。用于偏移偏压电压的一种此类技术可包括阻挡栅极节点与偏压输入节点之间的电流流动。

图1是描绘包括连接到fet108的预匹配和偏压网络102的功率放大器电路100的示意图。预匹配和偏压网络102可包括如本文进一步描述的非线性栅极电流阻挡装置140，其动态控制fet108的输入的偏压。fet108的输入的动态偏压可有助于防止输入和/或输出rf信号的削减，进而改进功率放大器电路的线性。正向栅极电流阻挡可保护功率放大器，更特定地fet108，在过驱动条件期间免于灾难性故障。此外，也可改进互调失真。

rf应用中使用的例如场效应晶体管(fet)108的fet通常需要rf输入信号的dc偏压。所述dc偏压使用通常标示为栅极-源极电压vgs的偏压电压。偏压电压设置fet108的操作点。对于例如高电子迁移率晶体管(hemt)的晶体管，栅极端处的dc电压保持为负，通常介于-5v到0v之间。hemt晶体管是并入具有不同带隙的两种材料之间的结(即，异质结)作为通道的fet。因此，存在于晶体管的栅极端的负偏压电压vgs的电平控制fet的漏极与源极之间的通道中的电流流动。因此，由负电压产生的极小负电流从fet的栅极端处的节点流动，如由电流132所指示。

在过驱动条件期间，在所要偏压条件下用负电压为常开ganfet加偏压时发生正向栅极电流。在此类条件中，极小负dc电流可朝向栅极端流动，从而致使fet的内部栅极二极管被施以反向偏压。随着rf驱动信号rfin增加，栅极电流可缓慢升高并且在极高驱动电平下使极性突然反转为正方向。如果如本文所描述使用非线性栅极电流阻挡装置实施正向电流阻挡，那么栅极电流可受限并且可完全阻挡正电流。

如图1中所示，功率放大器电路100可为电子装置(例如，无线通信基站)的rf电路并且可大体上包括耦合于接地节点112与rf输入节点105之间的信号源104。fet108在栅极端耦合到rf输入节点105，在源极端耦合到接地节点112，并且在漏极端耦合到rf输出节点109。功率放大器电路100可另外包括耦合于rf输出节点109与电源vdd之间的rf扼流圈130。rf扼流圈130保护vdd源免受rf污染。

功率放大器电路100另外包括耦合于偏压电压节点101、fet108的栅极端和rf输入节点105之间的预匹配和偏压网络102。在一实施例中，预匹配和偏压网络102包括电感器114、电容器118、dc阻挡电容器124、电感器126、电感器150、电感器152、电容器154和电阻器142。电感器150、152和电容器154充当rf输入节点105与fet108的栅极端之间的匹配网络。电容器118、电感器114和电阻器142充当例如用于视频带宽(videobandwidth，vbw)频率的滤波器。电感126与节点128和接地节点112之间的电容器124串联耦合以形成分流l匹配拓扑结构。通过选择补偿栅极-源极电容值cgs的阻抗降低效应的126和124的值来设计分流l电路，这可合乎需要地确保用于输入网络102的良好宽带基本源阻抗匹配。

预匹配和偏压网络102被配置成在fet108的操作基频下提供偏压电压节点101与fet108的栅极端之间的阻抗匹配。更具体地说，预匹配和偏压网络102被配置成将fet108的阻抗升高到较高阻抗电平(例如，在从约2欧姆到约30欧姆或更高的范围内)。因此，预匹配和偏压网络102可被视为输入阻抗匹配电路。增加阻抗是有利的，这是因为其允许来自驱动器级的印刷电路板(pcb)电平匹配接口具有可在大批量制造中以最小损耗和变化达成的阻抗。

预匹配和偏压网络102通常被配置成使得源极侧阻抗zx120(即，rf输入节点105处)匹配输入侧阻抗zy122(即，fet108的栅极处)。举例来说，如果源极侧阻抗zx120是50欧姆，那么输入侧阻抗zx120也应为大约50欧姆。未能匹配所述阻抗可引起电路低于标准性能，且具体地说，fet108的效率减小。在此例子中，预匹配和偏压网络102用以使输入侧阻抗zy122匹配源极侧阻抗zx120。如本文中所使用，输入侧意在指代fet108的输入。然而，应理解，可使用其它术语。举例来说，输入可被称为功率放大器晶体管(未示出)的负荷侧或栅极/基极。

在替代实施例中，电容器127可与电感器126分流耦合以形成lc谐振器。电容器127与电感器126在基频下谐振以形成带通网络。另外，使用此配置，有效电感降低，从而实现较低基带阻抗。此外，应理解，虽然功率放大器电路100被描述为rf电路，但可实施其它电路类型。此外，应理解，描绘的组件并不意图为限制性的且功率放大器电路100可包括额外电阻器、电容器、功率放大器等等。

预匹配和偏压网络102另外包括耦合于rf冷点节点128与电感器114之间(或fet108的栅极与偏压电压节点101之间)的非线性栅极电流阻挡装置140。rf冷点是电路中的相对缺少任何rf信号的节点。更特定地，rf冷点节点128可充当rf电信号的虚拟接地参考电压。如果rf冷点节点128是理想的，那么在装置操作期间，在rf冷点节点128存在少量或不存在处于功率放大器电路中心操作频率下的rf能量。根据本公开，通常用于偏压和基带解耦的预匹配和偏压电路102包括耦合到rf冷点以控制栅极电流132的流动的集成非线性栅极电流阻挡装置140。举例来说，当rf输入信号的峰值进入fet108的性能的非线性区时，非线性栅极电流阻挡装置140可显著地阻挡正向栅极电流。阻挡正向栅极电流132迫使fet108保持于fet的线性操作区中并且避免rf输入信号削减。

可通过使用串联于偏压电压节点101和rf冷点节点128之间的p-n二极管来实施非线性栅极电流阻挡装置140。更特定地，p-n二极管的阳极通过rf冷点节点128(和电感器126)耦合到fet108的输入，且p-n二极管的阴极耦合到偏压电压节点101(例如，通过电阻器142和电感器114的串联组合)。集成非线性栅极电流阻挡装置140可阻挡电流从偏压电压vgs源朝向fet108的栅极端流动。

图2示出与图1的实施为ganfet的fet108的栅极偏压相关联的两个波形。第一曲线图210示出在无正向电流阻挡的情况下的fet108的操作，其中当rf输入信号电平增加并且致使fet108的栅极二极管导通时，fet的栅极端遭遇操作的非线性区。

第二曲线图240示出在具有正向电流阻挡的情况下的操作，其中当rf输入信号电平增加时，fet108的栅极端不遭遇操作的非线性区，这是因为fet108的栅极端处的偏压电压的电平响应于rf输入信号的增加的信号电平而动态地偏移。如在栅极端处所见的偏压电压的电平的这类动态偏移防止fet108的内部栅极二极管导通。

具体地说，曲线图210示出与过驱动例如图1的fet108的晶体管相关联的问题。具体地说，曲线图210示出在固定偏压电压216下操作的两个rf输入信号212、214，并且还绘制波形218并表示例如fet108的晶体管的内部栅极二极管的二极管特性。

在一个例子中，rf输入信号212以不致使fet108的栅极二极管导通且进而不将非线性引入到所产生的rf输出信号中的较小电压摆幅操作。在另一例子中，rf输入信号214以确实致使fet108的栅极二极管导通(正向加偏压)且进而确实将非所要的非线性引入到所产生的rf输出信号中的较大电压摆幅操作。

曲线图240示出关于曲线图210示出的晶体管过驱动问题的解决方案。曲线图240示出在不同偏压电压248、250、252下操作的三个rf输入信号242、244、246。还绘制波形254并表示例如fet108的晶体管的栅极二极管的二极管特性。

在一个例子中，rf输入信号242以围绕不致使fet108的栅极二极管导通且进而不将非线性引入到所产生的rf输出信号中的第一偏压电压248的较小电压摆幅操作。在另一例子中，rf输入信号244以围绕也不致使fet108的栅极二极管导通且进而也不将非线性引入到所产生的rf输出信号中的第二偏压电压250(即，动态偏压电压)的中等电压摆幅操作。在又另一例子中，rf输入信号246以围绕也不致使fet108的栅极二极管导通且进而也不将非线性引入到所产生的rf输出信号中的第三偏压电压252(即，动态偏压电压)的高电压摆动操作。偏压电压的偏移是如本文中所描述的非线性栅极电流阻挡装置140的动态性质的结果。

图3示出处于两个不同的操作状态中的图1的电路：(a)普通或非过驱动状态，和(b)过驱动状态。为了清楚起见，在图3中未示出预匹配和偏压网络的电容器、电感器和电阻器(例如，组件114、118、124、126、150、152、154、142)，不过所述组件可包括在完全描绘的实施例中。fet308的栅极端通过预匹配和偏压网络耦合到偏压电压vgs，并且耦合到rf输入信号源304，为了清楚起见，所述预匹配和偏压网络的一部分示出为预匹配和偏压网络302。fet308的源极端耦合到接地参考，且fet308的漏极端耦合到rf扼流圈330和负载310。

功率放大器电路300的预匹配和偏压网络302包括非线性栅极电流阻挡装置340以及为清楚起见未示出的其它元件，所述非线性栅极电流阻挡装置340定位成阻止fet308的栅极端处的正向偏压电流。如上文所述，fet308可为ganfet或在0伏特的栅极电压下常开的其它hemt装置，从而以负电压为栅极端加偏压以用于恰当操作。因此，在fet308的栅极端上的负偏压电压下，极小负电流朝向栅极端流动，造成fet308的内部栅极二极管被施以反向偏压。因此，fet308的栅极处的负偏压电压致使负电流提供给fet308的栅极端。

增加来自源304的rf输入信号致使先前的负电流电平开始朝向零增加。当来自源的rf输入信号变得非常高时，栅极电流尝试朝向正值偏移。在此操作条件且无非线性栅极电流阻挡装置340的情况下，fet308的内部栅极二极管在正向偏压下操作并且可能容易受损。fet308的栅极二极管通常为形成于fet308内的肖特基二极管。

本文中描述的实施例通过在预匹配和偏压网络302中包括非线性栅极电流阻挡装置340来限制栅极电流朝向正值偏移。随着电流趋近于零，fet308夹断，从而致使fet308的栅极端处的dc电压变得甚至更具负性，从而引起fet308的栅极偏压点进行自调整。

非线性栅极电流阻挡装置340可被实现为被布置成允许负电流穿到fet308的栅极端并且阻挡正电流到达fet308的栅极端的二极管(例如，p-n二极管)。更特定地，二极管的阳极耦合到fet308的栅极端，且二极管的阴极耦合到偏压电压节点vgs。

在操作中，随着来自fet308的栅极端处的信号源304的rf输入信号的交流或正弦电流增加，直流电流与交流电流的总和可在波形的特定部分变为正。因此，归因于fet308的内部栅极二极管的非线性特性，栅极电流的形状变成与负区相比具有较大正区的非正弦形。因此，fet308的栅极端处的电流从负电流变为正电流。预匹配和偏压网络302中的非线性栅极电流阻挡装置340将栅极电流限制到负区。此正栅极电流阻止致使通过图1的dc阻挡电容器124对fet308的操作点进行dc自调整。由于不允许正电流穿过非线性栅极电流阻挡装置340，因此dc阻挡电容器124变成等效于偏压电压vgs的改变的更具负性值。

借助于例子，dc阻挡电容器124可随时间从-2v变为-3v，造成fet308的操作点从-2v偏移到-3v。因此，可通过在预匹配和偏压网络302中在fet308的栅极与图1的偏压电压节点101之间包括非线性栅极电流阻挡装置340来缓解fet308处的交流电的可引起非所要失真的显著增加。

图4示出根据一实施例的包括图1的功率放大器电路的印刷电路板(pcb)410上的rf装置455(或集成电路封装)的部分实施方案。rf装置455包括衬底468、rf输入引线454、rf输出引线466、偏压电压引线462、集成无源装置(ipd)401、fet管芯470(例如，ganfet管芯)、非线性栅极电流阻挡装置440，以及电连接上文所描述的组件并且形成各种电感(例如，图1的电感150、152、126等)的多个引线接合阵列。

图4的实施例示出封装ipd401中的偏压和匹配拓扑结构的各种组件的一个实施例，其中单独的离散非线性栅极电流阻挡装置440和电容器418在rf装置455外部。rf装置455包括耦合到图1的偏压电压节点101的偏压电压引线462。偏压电压引线462另外耦合到可对应于图1的功率放大器电路100中的电容器118的电容器418。电容器418另外耦合到对应于图1的功率放大器电路100中的接地节点112的接地节点412。rf装置455另外包括对应于图1的功率放大器电路100中的rf输入节点105并且耦合到rf信号源104的rf输入引线464。rf装置455还另外包括对应于图1的功率放大器电路100中的rf输出节点109的rf输出引线466。

rf装置455包括衬底468(或“凸缘”)，在所述衬底468上安装ipd401、fet管芯470(例如，ganfet管芯)，以及对应于图1的功率放大器电路100中的非线性栅极电流阻挡装置140的非线性栅极电流阻挡装置440。在本发明的实施例中，ipd401、非线性栅极电流阻挡装置440和fet管芯470安装于同一衬底468上。衬底468可由一或多种导电材料(例如，铜)形成，并且充当用于fet管芯470和ipd401的接地参考节点(例如，衬底468对应于图1的接地112)。引线454、462、466与衬底468电隔离，并且提供fet管芯470与装置455外部的电路(例如，偏压电压节点101和信号源104)之间的电连接。

ipd401是离散组件，所述离散组件包括衬底和集成于所述衬底中和/或耦合到所述衬底的偏压和匹配拓扑结构的多个组件(例如，图1的电感器114、电容器124、154和电阻器142)。非线性栅极电流阻挡装置440可被配置为第二ipd，从而实现大小的减小和对功率放大器电路的制造的改进。

非线性栅极电流阻挡装置440借助于对应于图1的功率放大器电路100中的电感器114的电感器414(例如，配置为多个接合线)耦合到偏压电压引线462。非线性栅极电流阻挡装置440借助于一系列额外电感器(例如，配置为包括fet管芯470和ipd401之间的接合线471、ipd401内的导体以及ipd401和阻挡装置440之间的接合线472的串联电路)穿过ipd401另外耦合到fet管芯470的栅极端，所述电感器对应于图1的功率放大器电路100中的电感器126。在替代实施例中，非线性栅极电流阻挡装置440可通过单组接合线更直接耦合到fet管芯470的栅极端。非线性栅极电流阻挡装置440另外耦合到ipd401内的dc阻挡电容器424，所述dc阻挡电容器424可对应于图1的功率放大器电路100中的dc阻挡电容器124。

图5示出根据另一实施例的包括图1的功率放大器电路的印刷电路板(pcb)510上的rf装置555(或集成电路封装)的部分实施方案。图5的实施例示出封装集成无源装置501中的匹配拓扑结构的部分以及rf装置555内部的集成非线性栅极电流阻挡装置540和电容器518的另一实施例。rf装置555包括衬底568、rf输入引线554、rf输出引线566、偏压电压引线562、ipd501、fet管芯570(例如，ganfet管芯)、耦合到ipd501或与ipd501集成在一起的非线性栅极电流阻挡装置540，以及电连接上文所描述的组件并且形成各个电感(例如，图1的电感150、152、126等)的多个接合线阵列。

偏压电压引线562耦合到图1的偏压电压节点101。偏压电压引线562另外耦合到可对应于图1的功率放大器电路100中的电容器118的电容器518。在图5的实施例中，电容器518耦合到ipd501或与ipd501一体地形成。在替代实施例中，电容器518可(例如，如同图4的电容器418一样)在外部实施。电容器518另外耦合到对应于图1的功率放大器电路100中的接地节点112的接地节点(例如，衬底568)。rf装置555另外包括对应于图1的功率放大器电路100中的rf输入节点105并且耦合到rf信号源104的rf输入引线564。rf装置555还另外包括对应于图1的功率放大器电路100中的rf输出节点109的rf输出引线566。

rf装置555包括衬底568(或“凸缘”)，在所述衬底568上安装ipd501、fet管芯570，以及对应于图1的功率放大器电路100中的非线性栅极电流阻挡装置140的非线性栅极电流阻挡装置540。在本发明的实施例中，非线性栅极电流阻挡装置540和fet管芯570耦合到同一衬底568。非线性栅极电流阻挡装置540可耦合到ipd501或与ipd501一体地形成，从而实现大小的减小和对功率放大器电路的制造的改进。

非线性栅极电流阻挡装置540借助于对应于图1的功率放大器电路100中的电感器114的电感器514耦合到偏压电压引线562。非线性栅极电流阻挡装置540借助于对应于图1的功率放大器电路100中的电感器126的电感器(例如，配置为fet管芯570和ipd501之间的接合线571)另外耦合到fet管芯570的栅极。非线性栅极电流阻挡装置540另外耦合到ipd501内的dc阻挡电容器524，所述dc阻挡电容器524可对应于图1的功率放大器电路100中的dc阻挡电容器124。

图6示出根据本文中涵盖的一实施例的印刷电路板(pcb)610上的多尔蒂功率放大器(或放大器系统)600的框图。根据本发明的实施例，多尔蒂功率放大器600包括输入节点601、输出节点670、功率分配器640、rf放大器装置650(例如，一或多个封装式功率晶体管装置)和功率组合器660。功率分配器640在输入节点601与输入端602、603之间耦合到rf放大器装置650，且功率组合器660耦合于rf放大器装置650的输出端604、605与输出节点670之间。多尔蒂功率放大器(或放大器系统)600放大在输入节点601处接收的输入信号并且将所述输入信号经由输出节点670提供给负载680(例如，天线)。

更具体地说，在操作期间，功率分配器640被配置成将输入节点601处接收的rf输入信号的功率分成输入信号的多个部分(例如，对称多尔蒂放大器的相等部分，或不对称多尔蒂放大器的不等部分)，其中输入信号的相应部分提供给输入端602、603。举例来说，功率分配器640的第一输出可耦合到对应于第一(或主)放大器路径622的输入端602，且功率分配器640的第二输出可耦合到对应于第二(或峰化)放大器路径623的输入端603。功率分配器640可将输入功率在放大器路径622、623当中等分，使得大致一半的输入信号功率提供给每一放大器路径622、623。可替换的是，功率分配器640可将所述功率不等分。

多尔蒂功率放大器(或放大器系统)600包括功率分配器640的第二输出与对应于峰化放大器路径623的输入端603之间的第一相位反转元件642。举例来说，第一相位反转元件642可实施为四分之一波相移元件(例如，90°相位长度传输线)或90°相移元件的集总元件实施方案。多尔蒂功率放大器(或放大器系统)600还包括对应于主放大器路径622的输出端604与功率组合器660的求和节点664之间的第二相位反转元件662。峰化放大器路径623的输出端605还耦合到求和节点664。如同第一相位反转元件642一样，第二相位反转元件662可实施为四分之一波相移元件(例如，90°相位长度传输线)或90°相移元件的集总元件实施方案。相位反转元件642、662的组合确保最终通过相应放大器路径622、623提供给求和节点664的电流以彼此大体同相的方式提供。因此，通过求和节点664提供到输出节点670(并且提供到负载680)的电流表示放大器路径622、623提供的电流的同相总和。

在替代实施例中，可在装置650的输入处沿着放大器路径622、623两者应用正相位和负相位偏移，以沿着主放大器路径622和峰化放大器路径623达成通过装置650处理的信号之间的大约90°的相位差。在另一替代实施例中，放大器系统可被配置成“反转多尔蒂”配置。在此配置中，输入侧相位反转元件包括在主放大器路径的输入处(而不是峰化放大器路径的输入处)，且输出侧相位反转元件包括在峰化放大器路径的输出处(而不是主放大器路径的输出处)。

如前所述，rf放大器装置650包括多个放大器路径，在此例子中，即主放大器路径622和峰化放大器路径623。相应放大器路径622、623中的每一个包括相应功率放大器电路100m、100p，各自如上文关于图1所描述。功率放大器电路100m耦合于输入端602与输出端604之间并且还在节点606处接收主偏压电压vgsm。类似地，功率放大器电路100p耦合于输入端603与输出端605之间并且还在节点607处接收峰化偏压电压vgsp。

根据各个实施例，多尔蒂功率放大器600可为对称多尔蒂功率放大器或不对称多尔蒂功率放大器。因此，功率放大器电路100m、100p的功率晶体管管芯可为对称(即，大小基本上相同)或不对称(即，大小不同)。在多尔蒂配置中，主rf功率放大器电路100m可被配置和操作为主放大器，且峰化rf功率放大器电路100p可被配置和操作为峰化放大器。

在多尔蒂功率放大器600的操作期间，主功率放大器电路110m被施以偏压以在ab类模式中操作，且峰化功率放大器电路100p被施以偏压以在c类模式中操作。在低功率电平下，在节点601处的输入信号的功率低于峰化功率放大器电路100p的接通阈值电平的情况下，放大器600在低功率(或回退)模式中操作，其中主功率放大器电路100m为将电流供应到负载680的唯一放大器。当输入信号的功率超过峰化功率放大器电路100p的阈值电平时，放大器600在高功率模式中操作，其中主功率放大器电路100m和峰化功率放大器电路100p两者都将电流供应到负载680。此时，峰化功率放大器电路100p在求和节点664处提供有源负载调制，从而允许主功率放大器电路100m的电流继续线性增加。

主rf功率放大器电路100m可被配置为ab类放大器，这意味着主rf功率放大器电路100m的晶体管布置被施以偏压以提供介于90度与360度之间的导通角。相反地，峰化rf功率放大器电路100p可被实现为被配置为c类放大器的晶体管布置，这意味着峰化rf功率放大器电路100p的晶体管布置可被施以偏压以提供小于90度的导通角。举例来说，偏压电压可通过端608、609提供给主rf功率放大器100m和峰化rf功率放大器电路100p，所述端608、609中的每一个可耦合到适当偏压电路。

2路多尔蒂放大器通常采用各自用于主rf功率放大器和峰化rf功率放大器电路的两个单独栅极偏压网络。取决于设计，在特定输入功率电平下，c类被加偏压峰化放大器将开始导通。通过增加的驱动，峰化偏压朝向ab类操作偏移。然而，随着rf驱动增加到栅极开始导通正电流所处的点，非线性栅极电流阻挡装置变成作用中。通过阻挡图1的正向栅极电流132，栅极偏压保持局限于阻止高度非线性栅极行为的点。通过阻挡正向栅极电流，创建动态dc偏压方案。dc偏压根据如图2所示的过驱动进行调整。

应理解，图6是出于解释和易于描述的目的的多尔蒂功率放大器(或放大器系统)600的简化表示，且如将理解，实际的实施例可包括提供额外功能和特征的其它装置和组件，且/或放大器系统600可为大得多的电系统的部分。举例来说，本文中所论述的装置的实施例可并入到具有单个放大路程或大于两个放大路径的放大器中，以及具有除多尔蒂配置以外的配置的放大器中。

图7示出根据本文中所描述的实施例的原理，实施具有集成非线性栅极电流阻挡装置的预匹配和偏压网络的多尔蒂功率放大器的功率放大器响应的功率和频率的曲线图。所示的具有连接到图1的fet108的栅极的集成非线性栅极电流阻挡装置的预匹配和偏压网络提供跨越整个信号带宽的正向栅极电流阻挡。频率响应714展示，在无数字预失真下，在低频带和高频带频率范围内存在显著功率(即，失真)。与频率响应714叠置的频率响应716展示即使在正好高于或低于载波的频率下，边带功率的大幅减小。所示的解耦网络改进高瞬时带宽能力，以及密集信号的失真校正。仅借助于例子，在一种形式中，所表示的瞬时带宽频率是从d.c.到大约500兆赫兹(mhz)范围的一系列频率。带内或通带频率范围是从大约1.6吉兆赫(ghz)到3.7ghz，不过通带频率范围也可更低或更高。

在示例性实施方案中，2路对称多尔蒂功率放大器在具有四分之一波长偏压传输线的衬底上配置有ganfet(例如，fet108中的两个fet)。主功率放大器电路100m和峰化功率放大器电路100p例如相应地在深度ab类和c类模式处且在针对从2110mhz到2170mhz的通用移动电信系统(universalmobiletelecommunicationssystem，umts)频带的48v的漏极电压下被施以偏压。使用跨越二极管具有典型0.7v电压降的p-n二极管实施非线性栅极电流阻挡装置。

载波和峰化的栅极偏压是分开的以适应个别正向栅极电流阻挡。测量四种情况以便理解正向栅极电流阻挡对多尔蒂放大器系统600的每一个别分支的效应。所述情况是：

情况i：沿着主放大器路径622和峰化放大器路径623不应用非线性栅极电流阻挡装置；

情况ii：仅在主功率放大器电路中具有非线性栅极电流阻挡装置；

情况iii：仅在峰化功率放大器电路中具有非线性栅极电流阻挡装置；

情况iv：在主功率放大器电路和峰化功率放大器电路两者中都有非线性栅极电流阻挡装置。

在线性化前后测量所提及的所有四种情况。在对称多尔蒂操作中，当载波放大器的基本输出漏极电压开始饱和时，峰化放大器开始导通。归因于峰化侧的早导通，多尔蒂放大器的载波放大器不压缩到足以创建栅极过驱动情境的程度。在低功率电平和中等功率电平下，由于载波放大器未能达到硬压缩，因此在载波的栅极处未观察到正栅极电流或自动偏压采用。

在接近9分贝(decibel，db)回退处，在数字调制信号激励下，随着信号峰值开始在载波pa的输入处削减，情况ⅱ实现载波栅极波形削减的缓解且因此观察到相对于载波的约3分贝(dbc)原始线性改进。在此回退电平下，不管除了载波之外是否沿着峰化路径引入正向电流阻挡(情况iv)，都观察不到线性改进。然而，另外在情况ⅱ情境下驱动载波功率放大器降低总体多尔蒂性能，这是由于载波功率放大器停止加载调制。因此，为恢复多尔蒂rf性能，非线性栅极电流阻挡装置切换到峰化栅极偏压网络(情况ⅲ)。在这点上，根据概率密度函数(probabilitydensityfunction，pdf)或目标输入信号(例如wcdma、lte)，在使功率放大器在平均回退功率电平下操作的同时达成多尔蒂线性改进。

因此，在较低回退下，在多尔蒂功率放大器实际上针对较高效率进行操作的情况下，仅沿着峰化栅极偏压网络使用非线性栅极电流阻挡装置可为足够的。

如所示出，非线性栅极电流阻挡装置技术可有效地改进开环线性并且辅助线性化。在基于gan的多尔蒂放大器中使用非线性栅极电流阻挡装置技术可在峰化侧在很大程度上是有效的，并且可减小过驱动处的输入失真，从而改进线性。举例来说，可在蜂窝功率放大器应用中改进线性，这是因为在过驱动期间实时地自动调整偏压，因此不需要复杂偏压控制电路。

虽然上文已经结合特定的设备描述了本发明的原理，但是应当清楚地理解，此描述仅为了举例做出，且并非用作对本发明的范围的限制。尤其期望的是，本发明不限于本文中所含有的实施例和说明，而是包括那些实施例的修改形式，所述修改形式包括在所附权利要求书的范围内的实施例的部分和不同实施例的要素组合。