一种反射型移相器的制作方法

本专利涉及通信设备与测量设备中所使用的信号处理移相电路。

背景技术：

移相器在相控天线、预失真、载波调制等电路与系统中有广泛的应用。反射型移相器是一种利用正交定向耦合器和电抗性负载实现的移相电路。图1表示定向耦合器，端口1为输入端，端口2为直通端，端口3为耦合端，端口4为隔离端。根据定向耦合器的性质，可知S14＝S41＝0，S23＝S32＝0。这样定向耦合器的信号流图可以如图2表示。图2中ai(i＝1,2,3,4)为端口i的归一化入射电压波，bi(i＝1,2,3,4)为端口i的归一化反射电压波。Sij(i＝1,2,3,4；j＝1,2,3,4)为定向耦合器的散射参数。

在定向耦合器的直通端与耦合端连接反射系数为ΓT的负载，可以构成反射型移相器，其信号流图如图3所示。

利用信号流图的运算规则，由图3可以得到

如果使用端口匹配的3dB正交定向耦合器，根据器件性质有如下关系

S11＝S22＝S33＝S44＝0

这样可以得到

可以看出，端口1到端口4的传输系数由负载反射系数ΓT决定。通过改变负载反射系数ΓT的相位可以实现端口1到端口4传输信号相位的改变。

对于电抗性负载，其阻抗为Z＝jx，参考阻抗为Z0，可以得到负载反射系数为

可以看出，电抗负载的反射系数的模为1，而相角由电抗的数值决定，通过调节电抗数值可以使得反射系数模值保持恒定而反射系数相位发生变化。

如果在定向耦合器的直通端与耦合端连接两个阻抗Z＝jx电抗性负载，定向耦合器的端口参考阻抗为Z0，则端口1到端口4的传输系数可以表示为

由上式可以看出，通过改变连接在定向耦合器直通端与耦合端的电抗负载的电抗大小，可以实现对于定向耦合器输入端与隔离端之间的传输系数的相位的控制。

本专利提出一种利用3dB正交定向耦合器与压控感性电抗负载实现的反射型移相器，电压控制感性电抗负载的阻抗随控制电压的变化而变化，其反射系数随之变化；将电压控制感性电抗负载连接到3dB正交定向耦合器的直通端与耦合端，可以实现对于在定向耦合器的输入端与隔离端之间传输信号的电压控制移相。

技术实现要素：

本专利提出一种反射型移相器，将压控可调电抗负载连接到定向耦合器的直通端与耦合端，在定向耦合器的输入端与隔离端实现传输信号的电压控制移相。

本专利提出的反射型移相器由定向耦合器(100)和可调电抗负载ZL1、ZL2构成；定向耦合器(100)的端口 1为输入端口，端口2为直通端口，端口3为耦合端口，端口4为隔离端口；可调电抗负载ZL1连接在定向耦合器的直通端口2与地之间，可调电抗负载ZL2连接在定向耦合器的耦合端口3与地之间；可调电抗负载ZL1与ZL2的阻抗由电压Vc控制；定向耦合器(100)的输入端口1与隔离端口4是移相器的两个端口，通过改变电压Vc可以调节在定向耦合器端口1与端口4之间的传输信号的相位变化。

进一步，所述定向耦合器(100)的第一电感连接在节点A与地之间，电感值为Lp；第二电感连接在节点B与地之间，电感值为Lp/2；第三电感连接在节点C与地之间，电感值为Lp；第四电感连接在节点F与地之间，电感值为Lp；第五电感连接在节点E与地之间，电感值为Lp/2；第六电感连接在节点D与地之间，电感值为Lp；第一电容连接在节点A与节点B之间，电容值为Cs；第二电容连接在节点B与节点C之间，电容值为Cs，第三电容连接在节点F与节点E之间，电容值为Cs；第四电容连接在节点E与节点D之间，电容值为Cs；第五电容连接在节点A与F之间，电容值为Cm；第六电容连接在节点B与节点E之间，电容值为2Cm；第七电容连接在节点C与节点D之间，电容值为Cm；在工作频率ωC处，电感值Lp，电容值Cs与Cm可以表示为：

定向耦合器(100)四个端口的参考阻抗均为Z0。

进一步，可调电抗负载ZL1的NMOS晶体管MC1与MC2的源极接地，MC1与MC2的栅极连接，MC1的漏极与栅极短接；电阻Rb1的一端接电源，另外一端接MC1的漏极；PMOS晶体管MC3与MC4的源极与电源连接，MC3与MC4的栅极连接，MC3的漏极与栅极连接；电阻Rb2的一端接地，另外一端与MC3的漏极连接；可变增益放大器VGA的输入端与NMOS晶体管M1a的漏极和PMOS晶体管MC4的漏极连接，隔直电容的一端与VGA的输出端连接，另外一端与NMOS晶体管M2a的栅极连接，扼流电感Lck的一端与直流偏置电压Vbias连接，另外一端与M2a的栅极连接；M2a的漏极与电源连接，M2a的源极与M1a 的栅极连接，晶体管Mc2的漏极与M2a的源极连接；电抗负载ZL1的一端接地，另外一端为M2a的源极、 M1a的栅极、Mc2漏极的公共连接点。

进一步，可调电抗负载ZL1与ZL2是相同的负载。

进一步，可调电抗负载ZL1中的可变增益放大器VGA电路中的隔直电容CB1一端接输入信号Vin，另外一端接NMOS晶体管M1的栅极；扼流电感L1的一端接M1的栅极，另外一端接直流偏置电压Vbias；扼流电感L2的一端接M2的栅极，另外一端接直流偏置电压Vbias；M1与M2的源极与M3的漏极连接， M3的栅极接控制电压VC，M3的源极接地；负载电阻RD1与负载电阻RD2阻值相等，RD1的一端接M1 的漏极，另外一端接电源；RD2的一端接M2的漏极，另外一端接电源；M1与M2的结构和尺寸都相同，构成对称差分电路；运算放大器E1的同相输入端与M1的漏极连接，反相输入端与输出端连接；运算放大器E2的同相输入端与M2的漏极连接，反相输入端与输出端连接；变压器K1的一次绕组的两个端子与E1 和E2的输出端连接，二次绕组的一个端子接地，二次绕组的另外一个端子作为输出端。

附图说明

图1是定向耦合器说明图。

图2是定向耦合器信号流图。

图3是反射型移相器信号流图。

图4是一端接地可调有源感性电抗负载电路图。

图5是有源感性电抗小信号等效电路电路图。

图6是可变增益放大器电路图。

图7是定向耦合器电路图。

图8是本专利提出的反射型移相器电路图。

具体实施方式

图4是一端接地可调有源感性电抗负载电路，其中MOS管MC1、MC2与电阻Rb1构成电流镜电路为 M2a所在支路提供偏置电流；MOS管MC3、MC4与电阻Rb2构成电流镜电路为M1a所在支路提供偏置电流。VGA为可变增益放大器，VC为VGA的增益控制电压，电感Lck为扼流电感，电容Cbk为隔直电容。 Vbias为M2的栅极直流偏置电压。如果M1a的漏极信号直接输出到M2a的栅极则构成了传统的回转器有源电感电路，在M1a的漏极与M2a的栅极之间插入可变增益放大器VGA可以实现对于有源电感大小的控制。

图5是图4所示有源感性电抗小信号等效电路，其中CgsA是VGA输入MOS管的栅源电容，gm1为 MOS管M1a的跨导，Cgs1为M1a的栅源电容，Av为VGA电路的电压增益，Cgs2为M2a的栅源电容，gm2为M2a的跨导，由电路可以得到以下关系：

由于gm2>>sCgs2，可以得到

可以看出等效电感为

这样可以通过改变VGA的电压增益AV控制等效电感的数值大小。

图4中可变增益放大器VGA如图6所示，假设在M1栅极的交流小信号输入电压为vin，则M1的差分小信号输入电压为vin/2，M2的差分小信号输入电压为–vin/2。可以得到

ISS为M3的漏极电流，可以看出，ISS是VC的函数

因此差分输出可以表示为

这里μn为MOS管沟道载流子迁移率，Cox为MOS栅氧化层电容，(W/L)是M1与M2的栅极宽长比，(W/L)3是M3的栅极宽长比。

图6中E1与E2为运算放大器，其反相输入端与输出端连接构成单位增益缓冲电路，K1为变比为1:1 的变压器，根据电路可以得到

可以看出可以通过改变Vc控制电压增益Av的变化。

图7所示电路为一种利用集总元件实现的定向耦合器，假设工作频率为ωC，端口参考阻抗为Z0，则如下选择元件数值可以实现正交3dB定向耦合器

即当定向耦合器元件数值如上选择时，在工作频率ωC可以得到

S11＝S22＝S33＝S44＝0

图8所示为本专利提出的反射型移相器，该电路由图7所示定向耦合器与有源负载ZL1和ZL2构成， ZL1和ZL2是两个相同的有源负载，它们有共同的控制电压Vc，其结构如图4表示。通过改变控制电压Vc 可以实现端口1与端口4之间的传输信号移相功能。

以上说明了反射型移相器的实施方式。应当指出，只要没有脱离本发明的实质并且符合权利要求中的定义，在上述例子上做适当修改仍属本发明的范畴。