用于跨多个空间上分开的阶段执行模数转换的系统和方法与流程

本发明涉及信号处理的领域，并且更具体涉及跨超声系统内的多个空间上分开的阶段的信号处理的领域。

背景技术：

在超声学探头的结构中，需要高电压技术来驱动声换能器元件并且放大接收到的信号。然而，这些高电压技术不适合于更复杂功能(诸如模数转换(adc)和数字信号处理(dsp))的实施，简单地归因于这些技术节点中的晶体管的大特征尺寸，其导致过高的面积、以及功率、消耗和低速度。这种问题驱动朝向包含足以将信号传输到能够执行所需的信号处理以便生成超声图像的单独低电压集成电路的最小功能性的高电压集成电路的系统选择。低电压集成电路意味着能够在速度和功率消耗方面具有最先进的能力同时维持其小尺寸的小特征尺寸晶体管。

通常，高电压集成电路位于超声探头本身内，而低电压集成电路位于经由线缆被连接到探头的后端处理单元内。因此，由高电压集成电路接收的模拟信号必须在高电压集成电路与低电压集成电路之间被传播。模拟信号传播是固有地困难的，因为信号完整性必须被维持以便在接收端处适当地对其进行解读。这由于沿着线缆的可变传播距离、互连线缆线内的信号耗散和多个干扰信号的存在而进一步变得复杂。此外，新兴的应用通常需要增加数量的采用2d配置的超声换能器，其进而导致必须被传播到后端处理系统的所需数据信道量的增加。

另外，通常在前端处用来减少以模拟方式被传输到后端的数据量的模拟波束形成的限制必须被考虑。模拟波束形成引入了关于在最大动态范围、空间分辨率和最大帧率方面的可实现性能的限制。

最后，所有数据必须以鲁棒的方式被传输到波束形成器。对于许多非多路复用的信道，由于需要许多并行线缆，这可以是困难且昂贵的过程。由于声学探头中的大量信道，有益的是在单根线上多路复用尽可能多的信道；然而，存在与多个模拟信号的多路复用相关联的许多困难。

因此，需要提供将模拟信号从一个集成电路传播到另一个集成电路而无需显著额外硬件的鲁棒方式。

技术实现要素：

本发明由权利要求进行限定。

根据依据本发明的一方面的范例，提供了一种用于将来自探头的模拟信号传输到远程处理单元的信号处理系统，其包括：

在所述探头处的第一asic，所述第一asic适于接收模拟探头信号，其中，所述第一asic包括：

异步sigma-delta调制器，其中，所述异步sigma-delta调制器适于：

接收所述模拟探头信号；并且

输出二进制比特流；

在所述远程处理单元处的第二asic，所述第二asic适于接收所述二进制比特流。

所述探头(例如超声学探头)适于接收模拟信号。探头形成信号处理系统的一部分，其另一个部分是远程处理单元，所述远程处理单元通常与所述探头分开一定的可变距离。在一些应用中，远程处理单元可以位于与探头相同的壳体内，并且甚至可以占据相同的印刷电路板(pcb)；而在其他应用中，远程处理单元可以与探头分开若干米的线缆。

维持模拟信号的完整性对使用远程处理单元可靠地解读由探头接收到的信号极为重要。准确的解读对于诸如超声的医学应用是特别重要的。当传播模拟信号时，特别是在那些模拟信号是弱的情况下或在多个模拟信号正在被并行地传播并且遭受干扰的情况下，维持信号完整性通常是困难的。另外，在相当大的距离上传播模拟信号是昂贵的，因为这需要阻抗匹配，其进而将取决于线缆的类型和长度。

通过对模拟信号执行异步sigma-delta调制，模拟信号被变换成数字时域信号，其中，幅度信息被编码在时域中，由此允许信号以更大的鲁棒性并且在更不易受干扰影响的情况下被传播到远程处理单元。此外，以鲁棒的方式实施所有个体换能器的大量并行读出是可能的；然而，执行第一asic中的模拟读出和数字化的备选方案实现起来是困难得多的。

根据依据本发明的一方面的范例，提供了一种用于将来自探头的模拟信号传输到远程处理单元的信号处理系统(100)，包括：

在所述探头处的第一asic，所述第一asic适于接收从对象内的成像深度采集的模拟探头信号，其中，所述第一asic包括：

异步sigma-delta调制器，其中，所述异步sigma-delta调制器适于：

接收所述模拟探头信号；并且

输出二进制比特流；

在所述远程处理单元处的第二asic，所述第二asic适于接收所述二进制比特流，并且其中：

所述异步sigma-delta调制器包括：

时间增益函数电路，其适于基于所述成像深度来改变所述异步sigma-delta调制器的时间增益函数，其中，所述时间增益函数适于：

控制所述异步sigma-delta调制器的反馈增益，由此控制所述异步sigma-delta调制器的动态范围。

异步sigma-delta调制器通常能够被编程为适应传入信号的大动态范围。然而，由于超声信号的性质，其中较长的信号采集窗口导致较小的信号幅度，利用固定的动态范围覆盖所有传入信号幅度往往是不可能的。

通过在异步sigma-delta调制器的反馈环路内提供具有可调节时间增益函数的时间增益函数电路，能够控制异步sigma-delta调制器的动态范围使得(在每个控制设置处的)瞬时动态范围针对预期传入信号幅度被调整。因此，异步sigma-delta调制器的动态范围可以通过时间增益函数电路随着时间被调整。通常，由于关于时间和给定扫描深度的关系，调整随着时间被执行。然而，调整也可以由用户例如以非时间同步方式来完成，以便将当前动态范围优化到期望的观察性质，诸如降低可检测信号水平以便成像更小的深度。

在一实施例中，所述信号处理系统还包括数据信道，所述数据信道适于将所述二进制比特流从所述第一asic传播到所述第二asic。

数据信道可以跨取决于应用的可变距离传播二进制比特流。例如，在典型的超声系统中，远程处理单元可以位于与探头相同的pcb上，意味着数据信道将仅覆盖短距离。备选地，在超声导管的情况下，数据信道可以适于跨若干米传播二进制比特流以便到达远程处理单元。

在一些实施例中，所述第一asic以大于或等于1.8v(例如2.5v)的电压进行操作，并且其中，所述第二asic以小于或等于1.8v(例如1.1v)的电压进行操作。

以这种方式，能够在第一asic上容纳具有较高电压要求的部件并且在第二asic上容纳具有较低电压要求的部件，由此通过使它们全部以相同的电压进行操作来消除对牺牲各种部件的效率的需要。此外，第一asic和第二asic之间的这种分开提供了利用其操作所需的高电压(例如75v)驱动并偏置超声换能器的能力。

在一布置中，所述异步sigma-delta调制器包括低噪声放大器。

以这种方式，能够在不显著降低信噪比的情况下放大低幅度信号(诸如朝向采集窗口的结束采集的深超声反射信号)。通过将低噪声放大器集成到异步sigma-delta调制器内，能够降低信号处理系统的复杂性和实施成本。

在又一布置中，所述异步sigma-delta调制器还包括与以下项连接的反馈电容器：

所述低噪声放大器的输出端；以及

所述低噪声放大器的输入端。

因此，lna可以借助于反馈电容器被配置为电荷或电流积分器。取决于由lna在该输入节点处提供的虚拟接地，反馈信号可以在lna输入端处以电流或电荷形式被添加。

在一实施例中，所述异步sigma-delta调制器还包括低通滤波器。

在各种实施例中，所述异步sigma-delta调制器还包括异步二进制量化器。

在一布置中，所述异步sigma-delta调制器包括反馈数模转换器。

以这种方式，通过低通滤波器的特性和异步量化器的滞后，能够控制异步sigma-delta调制器环路内的信号的相移使得自振荡到达大于或等于输入信号带的奈奎斯特频率的10倍的频率，由此减少由于高幅度输入信号而进入信号带的寄生信号的数量。

在一些布置中，所述第一asic还包括声换能器元件，其中，所述声换能器元件适于接收传入声学信号并且输出所述声学信号。备选地，所述声换能器是单独的换能器元件，诸如压电换能器，其被电连接到第一asic。

在一实施例中，所述第二asic包括解调器。

以这种方式，第二asic可以基于由异步sigma-delta调制器生成的二进制比特流来提取诸如由第一asic接收到的声学信号的幅度的信息。

在又一实施例中，所述解调器适于：

接收所述二进制比特流；并且

输出重建的模拟信号；以及

所述第二asic还包括模数转换器，所述模数转换器适于接收所述重建的模拟信号。

在各种实施例中：

所述探头是超声探头；并且

所述远程处理单元是后端信号处理单元。

以这种方式，能够通过将信号变换成二进制比特流来将由探头接收到的声学超声信号可靠地传输到远程处理单元。这种传输可以在取决于应用的各种距离上进行。例如，在常规超声系统中，探头和远程处理单元可以位于相同的探头壳体内；然而，在超声导管中，探头和远程处理单元可以被分开若干米的线缆。

根据依据本发明的一方面的范例，提供了一种用于将来自探头的模拟信号传输到远程处理单元的方法，所述方法包括：

在所述探头处的第一asic处接收模拟信号；

对所述模拟信号执行异步sigma-delta调制，由此生成二进制比特流；以及

在所述远程处理单元处的所述第二asic处接收来自所述数据信道的所述二进制比特流。

根据依据本发明的一方面的范例，提供了一种用于将来自探头的模拟信号传输到远程处理单元的方法，所述方法包括：

在所述探头处的第一asic处接收来自对象内的成像深度的模拟信号；

通过异步sigma-delta调制器对所述模拟信号执行异步sigma-delta调制，由此生成二进制比特流；以及

在所述远程处理单元处的所述第二asic处接收来自所述数据信道的所述二进制比特流，并且其中：

对所述模拟信号执行异步sigma-delta调制包括：

基于所述成像深度来改变所述异步sigma-delta调制器的时间增益函数，其中，所述时间增益函数适于：

控制所述异步sigma-delta调制器的反馈增益，由此控制所述异步sigma-delta调制器的动态范围。

在一实施例中，所述模拟信号包括超声信号。

根据依据本发明的一方面的范例，提供了一种计算机程序，包括计算机程序代码单元，当所述计算机程序在计算机上运行时，所述计算机程序代码单元适于实施上面描述的方法。

根据依据本发明的一方面的范例，提供了一种异步sigma-delta调制器，其中，所述异步sigma-delta调制器包括：

时间增益函数电路，其适于改变所述异步sigma-delta调制器的时间增益函数，其中，所述时间增益函数适于：

控制所述异步sigma-delta调制器的反馈增益，由此控制所述异步sigma-delta调制器的动态范围。

在一实施例中，所述时间增益函数电路包括具有开关电流阵列的数模转换器，所述开关电流阵列包括：

多个电流源，其中，每个电流源提供不同的电流；

多个开关，其中，每个开关被连接到电流源，并且其中：

当所述开关处于闭合位置中时，相关联的电流源被启用；并且

当所述开关处于断开位置中时，相关联的电流源被停用；以及

控制接口，其适于控制所述多个开关的位置。

asdm的反馈信号通常被实施为通过输出的二进制状态或通过电荷的来源(例如电容器)控制的通过lna反馈中的积分电容器放电的电流，而放电过程再次通过输出的二进制状态来控制。

以这种方式，时间增益函数可以通过处于每个位置中的开关的数量来控制。通过实施电流源使得每个电流是不同的，能够通过时间增益函数实现异步sigma-delta调制器的各种各样的动态范围。

在又一实施例中，所述控制接口包括适于接收用户输入的用户接口。

在又一实施例中，所述用户输入包括对多个开关中的每个开关的位置的指定。

在另一或又一实施例中，所述用户输入包括所述异步sigma-delta调制器的期望动态范围。

以这种方式，用户可以能够手动地改变异步sigma-delta调制器的动态范围。这可以直接发生，例如选择开关电流阵列中的哪些开关应当断开或闭合，或它可以通过用户的间接选择而发生，例如选择进而导致开关电流阵列的开关位置的改变的期望功能。

在一布置中，所述多个电流源均包括开关电容器。

根据依据本发明的一方面的范例，提供了用于控制异步sigma-delta调制器的动态范围的系统，所述系统包括：

如任一前述权利要求所述的异步sigma-delta调制器；以及

幅度检测器，其适于向所述异步sigma-delta调制器提供控制信号，其中，所述控制信号适于改变所述时间增益函数电路的所述时间增益函数。

在一实施例中，所述异步sigma-delta调制器包括适于基于所述控制信号来自动改变所述时间增益函数电路的所述时间增益函数的控制器。

以这种方式，能够使时间增益函数的改变以及因此异步sigma-delta调制器的动态范围的改变完全自动化。

在一布置中，所述幅度检测器包括计数器。

在一实施例中，所述幅度检测器适于接收所述异步sigma-delta调制器的输出。

在又一实施例中，所述控制信号是基于所述异步sigma-delta调制器的所述输出的幅度。

通过直接检测异步sigma-delta调制器的输出的幅度，能够更准确地使响应于传入信号对异步sigma-delta调制器的动态范围的调整自动化，由此增加输出信号的准确性。此外，异步sigma-delta调制器反馈环路还可以防止来自大输入信号的过载，或可以结合增益提升来使用以便实现来自更大深度的小信号的接收。

备选地，可以在信号传递到异步sigma-delta调制器环路中的量化器之前(因为此时的信号幅度将与输入信号的幅度成比例)对信号执行幅度检测。

在一些实施例中，所述系统还包括与所述异步sigma-delta调制器和所述幅度检测器串联地连接的低通滤波器。

在各种布置中，所述系统还包括超声换能器。

根据依据本发明的一方面的范例，提供了一种用于控制异步sigma-delta调制器的动态范围的方法，所述方法包括：

获得模拟信号；

对所述模拟信号执行异步sigma-delta调制，由此生成二进制比特流；

基于所述异步sigma-delta调制器的信号来改变所述异步sigma-delta调制器内的时间增益函数电路的时间增益函数；

基于所述时间增益函数来控制所述异步sigma-delta调制器的反馈增益，由此控制所述异步sigma-delta调制器的所述动态范围。

在一实施例中，对所述时间增益函数电路的所述时间增益函数的所述控制包括：

对所述二进制比特流执行幅度检测，由此生成输出幅度数据；

基于所述输出幅度数据来生成控制信号；以及

基于所述控制信号来改变所述时间增益函数电路的所述时间增益函数。

根据依据本发明的一方面的范例，提供了一种用于执行模数转换的系统，所述系统包括：

探头，其具有第一asic，其中，所述第一asic适于：

接收模拟信号；并且

输出包括异步时域脉冲的二进制比特流；

处理单元，其具有第二asic，其中，所述第二asic包括时间数字转换器，所述时间数字转换器适于：

接收所述二进制比特流；并且

基于时间数字转换根据所述二进制比特流来生成数字输出；以及

数据信道，其适于将所述二进制比特流从所述第一asic传播到第二asic，其中，所述第一asic和所述第二asic在空间上被分开。

所述探头(例如超声学探头)适于接收模拟信号。探头形成信号处理系统的一部分，其另一个部分是处理单元，所述远程处理单元通常与所述探头分开一定的可变距离。在一些应用中，远程处理单元可以位于与探头相同的壳体内，并且甚至可以占据相同的pcb；而在其他应用中，远程处理单元可以与探头分开若干米的线缆。

维持模拟信号的完整性对使用处理单元可靠地解读由探头接收到的信号极为重要。这在诸如超声的医学应用的情况下是特别重要的。当传播模拟信号时，特别是在那些模拟信号是弱的情况下或在多个模拟信号正在被并行地传播并且遭受干扰的情况下，维持信号完整性通常是困难的。另外，在相当大的距离上传播模拟信号是昂贵的，因为这需要阻抗匹配，其进而将取决于线缆的类型和长度。

通过处理模拟信号以便生成幅度信息可以被编码于其中的数字时域信号，信号能够以更大的鲁棒性并且在更不易受干扰影响的情况下被传播到远程处理单元。数字时域信号然后可以由远程处理单元使用时间数字转换来解读，以便生成用于解读原始模拟信号的数字数据，而没有模拟信号传播的困难。通过在远程处理单元处采用时间数字转换来执行解码，能够直接对时域信号进行数字化。

在一实施例中，所述时间数字转换器包括流水线型时间数字转换器，所述流水线型时间数字转换器包括：

粗糙时间数字转换器，其中，所述粗糙时间数字转换器适于：

接收所述二进制比特流；并且

输出：

粗糙数字输出；以及

粗糙残留时间；以及

精细时间数字转换器块，其适于接收所述粗糙残留时间，其中，所述精细时间数字转换器块包括：

串联地连接的一个或多个精细时间数字转换器，每个精细时间数字转换器适于：

接收来自所述串联中的先前的精细或粗糙时间数字转换器的传入残留时间；

将外出残留时间输出到所述串联中的随后的精细时间数字转换器；并且

输出精细数字输出。

在一实施例中，所述第一asic包括异步sigma-delta调制器。

以这种方式，能够将模拟信号转换成二进制比特流而无需时钟信号，由此减少将模拟信号变换成数字时域信号所需的部件的数量。

在一些实施例中，所述异步sigma-delta调制器包括低噪声放大器。

以这种方式，能够在不显著降低信噪比的情况下放大低幅度信号(诸如朝向采集窗口的结束采集的深超声反射信号)。

在一布置中，所述异步sigma-delta调制器包括低通滤波器。

在各种布置中，所述异步sigma-delta调制器包括异步量化器。

在一实施例中，所述异步sigma-delta调制器包括数模转换器。

以这种方式，能够控制异步sigma-delta调制器环路内的信号的相移使得自振荡到达大于或等于输入信号带的奈奎斯特频率的10倍的频率，由此减少由于高幅度输入信号而进入信号带的寄生信号的数量。

在一实施例中，所述第一asic以大于或等于1.8v(例如2.5v)的电压进行操作。

在一布置中，所述第二asic以小于或等于1.8v(例如1.1v)的电压进行操作。

以这种方式，能够在第一asic上容纳具有较高电压要求的部件并且在第二asic上容纳具有较低电压要求的部件，由此通过使它们全部以相同的电压进行操作来消除对牺牲各种部件的效率的需要。

在一实施例中，所述数据信道包括单线传播信道。

根据依据本发明的一方面的范例，提供了一种用于跨探头和远程处理单元对模拟信号执行模数转换的方法，所述方法包括：

在所述探头处的第一asic处获得模拟信号；

使用所述第一asic来处理所述模拟信号，由此基于所述模拟信号来生成二进制比特流，其中，所述二进制比特流包括异步时域脉冲；

将所述二进制比特流从所述第一asic传播到所述处理单元处的第二asic，其中，所述第二asic与所述第一asic在空间上被分开；

借助于容纳在所述第二asic上的时间数字转换器对所述二进制比特流执行时间数字转换，由此生成数字输出。

在一实施例中，使用第一asic对所述模拟信号的所述处理包括对所述模拟信号执行异步sigma-delta调制。

在一些实施例中，所述二进制比特流从所述第一asic到所述第二asic的所述传播包括执行单线传播。

在一布置中，所述模拟信号包括超声信号。

根据依据本发明的一方面的范例，提供了一种计算机程序，包括计算机程序代码单元，当所述计算机程序在计算机上运行时，所述计算机程序代码单元适于实施上面描述的方法。

根据依据本发明的一方面的范例，提供了一种用于对均来自单独信道的多个模拟信号进行多路复用的方法，所述方法包括：

获得所述多个模拟信号，每个模拟信号是从单独信道获得的，其中，每个单独信道与信道识别符相关联；

对所述多个模拟信号中的每个模拟信号执行异步sigma-delta调制，由此基于所述多个模拟信号来生成多个量化的时域信号，其中，每个量化的时域信号包括一个或多个边沿时序事件，边沿时序事件与所述量化的时域信号内的信号边沿有关；以及

基于每个信号的所述一个或多个边沿时序事件和所述信道识别符以异步方式对所述多个量化的时域信号进行多路复用，由此生成多路复用的信号，在所述多路复用的信号中，边沿时序事件与信道识别符相关联。

许多信号的并行传播可以是困难的且昂贵的；然而，对多个模拟信号的多路复用实现起来是极其困难的。

因此，通过处理模拟信号以便生成数字时域信号，能够更容易地对多个信号进行多路复用。以异步方式执行这种处理允许多路复用被执行而无需时钟。此外，对信道识别符以及边沿时序事件的包括允许多路复用的信号在传播之后根据信道被分开，从而允许多路复用的信号被后端处理系统解读。

通过执行异步sigma-delta调制，多个模拟信号中的每个模拟信号在时域中被变换成二进制比特流。通过以异步方式执行sigma-delta调制，消除了对时钟信号的需要，由此减少执行多路复用操作所需的部件的数量和电路本身的功率消耗。

在一实施例中，对所述多个量化的时域信号的所述多路复用包括：

针对每个量化的时域信号：

识别边沿时序事件；以及

基于从其获得相关联的模拟信号的所述信道利用信道识别符来标记所述边沿时序事件；以及

基于所述多个量化的时域信号来生成多路复用的信号，其中，所述多路复用的信号包括所述标记的边沿时序事件。

通过利用信道识别符来标记每个边沿时序事件，能够在每个信道基础上从多路复用的信号中提取信息。以这种方式，多路复用的信号可以携带时序和信道信号数据两者。

在一些实施例中，所述边沿时序事件包括上升信号边沿。

在一布置中，所述边沿时序事件包括下降信号边沿。

通过将信号的上升和下降边沿识别为边沿时序事件，能够在多路复用的信号内传送更大深度的信息，由此允许多路复用的信号在稍后的阶段处被解码。

在一实施例中，所述方法还包括对所述多路复用的信号进行解码。

在又一实施例中，对所述多路复用的信号进行解码包括对所述多路复用的信号执行时间数字转换。

对多路复用的信号的解码允许多路复用的信号例如在被传播到单独的处理位置之后被解读。以这种方式，能够将来自多个不同信号源的信息组合成单个信号，以简单且鲁棒的方式发送所述信号并且在单独的位置处对它进行解读。

在另一实施例中，所述解码包括对所述多路复用的信号的每个边沿时序事件加时间戳。

在又一实施例中，所述解码包括记录在接收所述多路复用的信号的每个边沿时序事件之间的时间。

通过对每个边沿时序事件加时间戳和/或测量在接收每个边沿时序事件之间的时间，能够确定每个事件的相对时序。以这种方式，并且考虑边沿时序事件中的每个边沿时序事件的信道识别符，能够更准确地解读来自多路复用的信号的原始模拟信号。

在一布置中，所述解码包括在所述数字域中重建所述多个模拟信号。

根据依据本发明的一方面的范例，提供了一种计算机程序，包括计算机程序代码单元，当所述计算机程序在计算机上运行时，所述计算机程序代码单元适于实施上面描述的方法。

根据依据本发明的一方面的范例，提供了一种用于对多个模拟信号进行多路复用的系统，所述系统包括：

模拟信号接收器，其接收器包括多个信道，每个信道适于获得模拟信号，并且其中，每个信道与信道识别符相关联；

信号处理器，其包括异步sigma-delta调制器并且适于对所述多个模拟信号中的每个模拟信号执行异步sigma-delta调制，由此基于所述多个模拟信号来生成多个量化的时域信号，其中，每个量化的时域信号包括一个或多个边沿时序事件，边沿时序事件与所述量化的时域信号内的信号边沿有关；以及

多路复用器，其适于基于每个信号的所述一个或多个边沿时序事件和所述信道识别符以异步方式对所述多个时域信号进行多路复用，由此生成多路复用的信号，在所述多路复用的信号中，边沿时序事件与信道识别符相关联。

在一实施例中，所述模拟信号接收器包括超声换能器。

在一布置中，所述系统还包括时间数字转换器。

根据依据本发明的一方面的范例，提供了一种流水线型时间数字转换器，所述流水线型时间数字转换器包括：

粗糙时间数字转换器，其中，所述粗糙时间数字转换器适于：

接收传入信号；并且

输出：

粗糙数字输出；以及

粗糙残留时间；以及

精细时间数字转换器块，其适于接收所述粗糙残留时间，其中，所述精细时间数字转换器块包括：

串联地连接的一个或多个精细时间数字转换器，每个精细时间数字转换器适于：

接收来自所述串联中的先前的精细或粗糙时间数字转换器的传入残留时间；

将外出残留时间输出到所述串联中的随后的精细时间数字转换器；并且

输出精细数字输出。

通常，在时间数字转换器设计中，存在分辨率与空载时间(测量的结束与新测量的开始之间的时间)之间的权衡。能够最大化两个参数；然而，这以过多功率消耗为代价，在诸如超声系统的系统中，这不是可行的。

粗糙时间数字转换器以低频率操作，以便维持低功率消耗。由粗糙时间数字转换器执行的测量中的误差然后需要被确定，以便实现高分辨率。这种误差(也被称为时间残留)通过随后的精细时间数字转换器来测量，随后的精细时间数字转换器进而产生通过又一精细时间数字转换器测量的误差，以此类推，直至到达期望的分辨率。

此外，当精细时间数字转换器的块正在处理初始粗糙时间数字转换器的残留时间时，后者可以开始另一时间测量，由此减少整个系统的空载时间。

在一实施例中，所述粗糙时间数字转换器包括环形振荡器。

在又一实施例中，所述环形振荡器包括多个逆变器。

在另一或又一实施例中，所述环形振荡器包括多个延迟单元。

通过在粗糙时间数字转换器内采用环形振荡器，时间数字转换器能够生成它自己的时钟信号，由此消除对包括用于系统的单独外部时钟的需要。以这种方式，粗糙时间数字转换器的复杂性和功率需求可以被降低。

延迟单元在环形振荡器内的包括可以导致具有小于1ps的潜在时间分辨率的信号的更高分辨率和噪声的减少。

在一布置中，所述粗糙时间数字转换器包括时间放大器。

在又一布置中，所述时间放大器适于生成脉冲序列。

在又一实施例中，所述脉冲序列放大器是d触发器脉冲序列时间放大器。

时间数字转换器以给定时间分辨率进行操作，根据其操作分辨率在每个给定时间间隔接受输入信号一次。如果具有比时间数字转换器的操作分辨率更低的宽度的输入信号(例如脉冲)到达输入端，则时间数字转换器将不能测量该信号。

通过在时间数字转换器内包括时间放大器，能够将传入信号的脉冲宽度人为地加宽给定因子，由此使信号能够由时间数字转换器来测量，而无需要不然显著改善分辨率将需要的时间数字转换器的硬件的显著增加。

脉冲序列放大器允许编程起来简单的准确线性增益到达输入时间范围内的期望延伸。能够使用d触发器架构来实施脉冲序列放大器。

能够通过在形成脉冲序列放大器的部分的(门控的)延迟线的相继元件之间实施不规律分布的延迟来减少被引入到由脉冲序列放大器生成的脉冲序列的偏移。延迟的分配比是技术依赖的，并且可以跨实施方式而改变。

在一实施例中，所述粗糙时间数字转换器包括选择器单元。

在又一实施例中，所述选择器单元包括d触发器。

在另一或又一实施例中，所述选择器单元包括独热(1-hot)转换器。

在另一或又一实施例中，所述选择器单元包括二进制编码器。

以这种方式，所述选择器单元可以以相对简单的方式被实施，并且可以立即产生表示延迟的编码字。

在一布置中，一个或多个精细时间数字转换器的所述串联均包括：

1.5位时间数字转换器；以及

时间放大器。

1.5位时间数字转换器允许对精细时间数字转换器块的简单实施。用来实施精细时间数字转换器的时间数字转换器的类型可以取决于流水线型时间数字转换器的实施方式而改变。

根据依据本发明的一方面的范例，提供了一种用于执行时间数字转换的方法，所述方法包括：

获得传入信号；

对所述传入信号执行粗糙时间数字转换，由此生成：

粗糙数字输出；以及

粗糙残留时间；以及

对传入残留时间执行一系列一个或多个精细时间数字转换，由此生成：

外出残留时间；以及

精细数字输出；

其中，所述传入残留时间包括：

由所述粗糙时间数字转换器生成的所述粗糙残留时间；或

由一个或多个精细时间数字转换器的所述系列中的先前的精细流水线型时间数字转换器生成的所述外出残留时间。

在一实施例中，所述传入信号包括一系列时域脉冲。

根据依据本发明的一方面的范例，提供了一种计算机程序，包括计算机程序代码单元，当所述计算机程序在计算机上运行时，所述计算机程序代码单元适于实施上面描述的方法。

附图说明

本发明的范例现在将参考附图详细地进行描述，在附图中：

图1示出了信号处理系统的示意图；

图2示出了异步sigma-delta调制器的示意图；

图3示出了图1的信号处理系统的处理链；

图4示出了包括时间增益函数电路的异步sigma-delta调制器的实施例的示意图；

图5示出了图4中示出的时间增益函数电路的实施例；

图6示出了图1中示出的探头的实施例；

图7示出了包括多路复用器的图1的信号处理系统的实施例；

图8示出了由异步sigma-delta调制器生成的若干示范性信号的曲线图；

图9示出了包括时间数字转换器的图1的信号处理系统的实施例；

图10示出了流水线型时间数字转换器的示意图；

图11示出了粗糙时间数字转换器的示意图；以及

图12示出了精细时间数字转换器的示意图。

具体实施方式

在第一方面中，提供了一种用于将来自探头的模拟信号传输到远程处理单元的信号处理系统。该系统包括在探头处的第一asic，其适于接收模拟探头信号。第一asic包括异步sigma-delta调制器，其中，异步sigma-delta调制器适于：接收模拟探头信号；并且输出二进制比特流。该系统还包括在远程处理单元处的第二asic，其适于接收二进制比特流。

图1示出了信号处理系统100的示意图。信号处理系统包括第一asic110和第二asic120，其中，第一asic位于探头130上，并且第二asic位于远程处理单元上。

在图1中示出的范例中，信号处理系统形成超声系统的部分，其中，容纳第一asic110的探头130还包括声换能器阵列140，其适于发射超声信号并接收来自对象的回波信号。在第一asic内的是多个异步sigma-delta调制器150，每个异步sigma-delta调制器被连接到声换能器阵列的相关联的换能器元件160。

图2更详细地示出了与换能器元件160串联连接的异步sigma-delta调制器150。在该范例中，提供了一种用于探头130的每个换能器元件或读出信道的异步sigma-delta调制器。

异步sigma-delta调制器是能够维持固有稳定振荡(被表示为极限环)的闭环非线性系统，其将它们的输入信号的幅度方面的信息变换成它们的输出信号方面的时间信息。极限环振荡是由于由闭环异步sigma-delta调制器的部件(诸如环路滤波器170和二进制量化器180)管控的自振荡机制。对于超声系统，输入信号通常具有在2.5–5mhz的范围内的频率。在这种情况下，异步sigma-delta环路的自振荡将具有50mhz的频率，其然后通过输入信号来调制。

由异步sigma-delta调制器150执行的幅度时间转换没有量化噪声，并且由于环路的噪声成形性质，能够以非常高的准确性被实现。给定低频带中的可实现性能通过异步sigma-delta调制器的自振荡频率和实施方式的热噪声来确定。由异步sigma-delta调制器生成的二进制时域信号被馈送到第二asic120以便进一步处理。在第二asic中，幅度信息能够利用简单的低通滤波被解码，或可以对二进制时域信号执行额外的进一步处理。在不存在输入信号的情况下，异步sigma-delta调制器以由闭环的结构控制的频率(被称为极限环空闲频率或中心频率)产生具有50％占空比的正负脉冲的序列。

换言之，异步sigma-delta调制器150将时域中的幅度信息编码在二进制比特流中。以这种方式，信号传播变成二进制(数字)，意味着信号可以在第一110和第二120asic之间以对干扰和串扰的高得多的鲁棒性并且以更低的成本被传播到随后的处理元件。

第一asic110可以根据应用以1.8v、2.5v或3.3v进行操作，并且第二asic120可以以从1.8v向下至1.1v或更低的电压进行操作。在超声系统的范例中，换能器阵列可以以多达75v的电压进行操作。

在图2中示出的范例中，异步sigma-delta调制器以特定方式使用被定制用于从超声换能器的信号采集的部件来构建。具体地，输入低噪声放大器190(lna)被包含在异步sigma-delta调制器环路中。

lna190能够借助于反馈电容器200被配置为电荷或电流积分器。取决于在该输入节点处提供的虚拟接地，该电容器的反馈信号能够以电流或电荷的方式被添加在lna输入端处。需要额外的环路阶段用于控制异步sigma-delta调制器环路中的相移，以便确保自振荡以超过输入信号带的奈奎斯特频率的至少10倍的频率被实现。需要这种高振荡频率来防止在接收高幅度输入信号时寄生分量进入信号带。环路滤波器170也可以以无源方式(例如使用电阻器和电容器)来实施。

环路以产生二进制输出信号的异步二进制量化器180结束。量化器能够直接驱动逆变器，该逆变器进而能够例如经由数字缓冲器驱动到另一处理步骤(诸如第二asic)的链接。

在ouzounov,s.等人(2006)的analysisanddesignofhigh-performanceasynchronoussigma-deltamodulatorswithabinaryquantizer(ieeejournalofsolid-statecircuits,41(3),pp.588-596)中进一步讨论了异步sigma-delta调制器的操作。

在图3中，示出了用于一个换能器元件160的处理链，其中，声学超声信号由换能器元件接收并且被传播到异步sigma-delta调制器150，其将声学超声信号变换成二进制时域信号。该二进制比特流然后借助于数据信道210被传播到第二asic，所述第二asic可以例如包括解调器220和模数转换器230。在超声成像探头的典型情况下，数据信道可以是连接两个asic的pcb迹线。在信号处理系统被实施到超声导管中的情况下，第一asic在导管的顶端处。于是，数据信道可以是几百厘米的电流或光学链接，并且第二asic可以位于单独的后端处理单元处或探头手柄中。

图3中示出的范例示出了为每个换能器元件160提供一个异步sigma-delta调制器150的情况。备选地，若干换能器元件可以被时间多路复用到一个异步sigma-delta调制器，或在另一种情况下，来自若干换能器元件的数据可以在每个异步sigma-delta调制器之前或之后例如使用模拟波束形成被组合。

已经在超声系统的背景下描述了异步sigma-delta调制器的实施方式；然而，这种方法可以在将传感器(诸如换能器阵列)与后处理电路分开是有益的(其可以是由于技术、尺寸或成本限制)的任何情况下被应用。后者的范例是dna测序系统，其中，传感器阵列是一次性的并且使用便宜的且过时的技术来产生。另一方面，信号处理是复杂的且消耗大量功率，因此最好被实施在更先进的技术节点中。又一范例是在不支持执行信号处理需要的高质量或小特征尺寸设备的柔性基底(例如箔)上的传感器。

在又一范例中，提供了一种异步sigma-delta调制器，包括适于改变异步sigma-delta调制器的时间增益函数的时间增益函数电路。时间增益函数适于控制异步sigma-delta调制器的反馈增益，由此控制异步sigma-delta调制器的动态范围。

图4示出了异步sigma-delta调制器150’的实施例，其中，进一步功率优化能够通过在异步sigma-delta调制器环路中添加额外功能来实现。该实施例详述了借助于tgc电路240对时间增益控制(tgc)功能的添加。通常，异步sigma-delta调制器能够被设计为具有用于接收输入信号的大动态范围；然而，它可以不覆盖超声系统所需的整个动态范围。动态范围可以通过tgc功能来控制。

时间增益函数可以用来根据成像深度来补偿接收到的回波信号衰减。接收到的回波信号的衰减随着成像深度增加和发射频率增加而增加。信号的成像深度与反射时间有关，意味着随着时间推移，信号将越来越被衰减。如果不被补偿，则信号衰减能够引起严重的信号损失。

一般来说，tgc功能需要额外的增益阶段，诸如允许增益被用户交互地确定的频率相关的滑动电位器，其进而占据芯片面积并且消耗大量功率。tgc增益阶段的控制是缓慢的，并且经常在后端处理单元处被执行。检测信号强度并且相应地调整增益的局部控制环路太复杂以至于不能准确地实现，并且将引起过多的功率消耗。时间增益函数的最简单范例是随着时间的线性增加，其中，在例如当高频发射信号被使用时衰减更高的情况下，更陡的线性函数可以被使用。另外，tgc功能可以适于适应来自用户的关于什么正在被成像的了解。以这种方式，tgc功能实现图像质量的进一步优化。

如上面讨论的，作为操作的原理，异步sigma-delta调制器150’将模拟幅度信息编码在二进制时域信号中。编码是完全异步的，意味着不存在对于本地时间参考的需要。动态范围异步sigma-delta调制器环路通常通过使反馈信号尺寸化而被缩放到在换能器元件160处接收到的输入信号的最大预期幅度。

为了避免过载，反馈信号强度被设计为比预期出现在异步sigma-delta调制器150’输入端处的最强输入信号强大约25％。在超声和其他类型的感测信号采集中，预期输入信号在时间上以一定已知函数改变。例如，在超声的情况下，由于信号在身体内的更深反射，采集时间窗口越长，到达信号的幅度越低。异步sigma-delta调制器能够被调整以通过借助于tgc电路240调整反馈信号的强度来适应输入信号幅度范围的预期改变。

tgc功能的实施方式是基于异步sigma-delta调制器环路的第一操作是从输入信号减去反馈信号的实现方案的。应当注意，反馈信号是由异步sigma-delta调制器生成的输入信号的时间编码的表示。

对于零输入，平均反馈信号也是零。随着输入信号幅度的增加，平均反馈信号类似地增加。反馈信号不能匹配输入信号强度的点被称为过载点。异步sigma-delta调制器的动态范围位于零输入与过载点之间。

应当注意，在实际的实施方式中，由于异步sigma-delta调制器的构建块，总是存在存在于系统中的一些噪声。噪声水平确定异步sigma-delta调制器的灵敏性，换言之，异步sigma-delta调制器能够编码并且因此出现在异步sigma-delta调制器反馈信号中的最小信号幅度。为了检测非常小的信号非常小的信号(在超声的背景下其可以意味着来自更大深度和/或具有更高频率的信号)，异步sigma-delta调制器的噪声应当被最小化。

tgc电路的操作可以根据各种成像深度来描述。

对于在接近深度处的成像，不需要额外的增益。异步sigma-delta调制器反馈适于在这些状况下处理来自换能器的最大信号而没有过载。这意味着最大反馈信号被使用。应当注意，能够在考虑噪声的情况下被编码的最小输入信号还取决于输入信号强度与反馈强度之间的比。当反馈太强(例如强1000倍)时，准确地编码这些输入所需的时间太高，意味着更小幅度信号对异步sigma-delta调制器变得“不可见”。

当成像深度被增加时，意味着自接收的开始以后已经过去更长时间并且期望的信号已经变得更弱。在经典tgc电路中，额外的增益被打开以对此进行补偿。在异步sigma-delta调制器情况下，这意味着反馈信号能够被减弱，例如通过对它进行缩放。这意味着异步sigma-delta调制器能够检测输入端处的更小幅度信号，从而导致异步sigma-delta调制器的动态范围的总体延伸。反馈的缩放能够多次并且以离散或连续的方式完成以考虑更大的成像深度。

图5示出了tgc电路240的可能的可编程反馈实施方式的范例。在这种情况下，tgc电路包括由系统的用户或由自动环路使用一组开关250选择的一组电流源(i1，i2，…，in)，每个电流源具有不同的强度。备选地，开关电容器网络可以在tgc电路的实现方案中被使用，其中，电容器的反馈控制异步sigma-delta调制器的动态范围缩放。电容器的充电和放电由异步sigma-delta调制器的二进制输出信号来控制。此外，tgc电路能够控制确定异步sigma-delta调制器的动态范围将在何时被调整以及被调整多少的特性。例如，在超声机器中，这能够由用户来选择。然而，往往切合实际的是自动调整动态范围以便避免异步sigma-delta调制器的意外过载。

在异步sigma-delta调制器的背景下，数模转换器通常是二进制数模转换器，意味着当异步sigma-delta调制器的输出是1时，数模转换器产生正模拟电流。当异步sigma-delta调制器的输出是零时，数模转换器产生负模拟电流。生成的电流(或在开关电容器阵列的情况下的积分电荷)的值确定反馈的量并且因此确定异步sigma-delta调制器的动态范围。最小可能反馈电流应当比当在最大深度处采集信号时来自超声换能器的最大预期电流大至少25％。当执行低深度成像(其中输入信号具有高幅度)时，类似的规则适用。异步sigma-delta调制器反馈信号幅度必须超过最大预期输入信号幅度至少25％。

异步sigma-delta调制器的二进制时域输出信号被转换为被反馈并且从输入信号减去的模拟信号(通常是电流)。当反馈信号是电流时，反馈实施方式可以例如采取操作为电流源并且通过二进制输出以开/关模式控制的晶体管的形式。存在两个反馈参数：第一个是电流的值，表示反馈强度和编码能力；并且第二个是电流打算编码输入信号多少时间。反馈通过缩放该电流源的值或通过选择来自电流源的库(诸如开关电流阵列)的期望值来调整。备选地，反馈能够由充当电流源的电阻器来实施。

图6示出了图1中示出的探头130’的实施例，该探头包括如图4中示出的异步sigma-delta调制器150’和用来估计异步sigma-delta调制器的输入端处的信号幅度的数字幅度检测器260。检测器可以由简单计数器来实施，该简单计数器报告何时从由异步sigma-delta调制器生成的二进制比特流计数更多1或0，其是输入信号强度的直接测量。这然后可以被通信到异步sigma-delta调制器并且更具体地到tgc电路，以便改变异步sigma-delta调制器环路的tgc功能，由此控制输入的动态范围。由于异步sigma-delta调制器环路内的反馈信号从输入减去并且来自所述减去的误差通过环路操作在时间上被最小化，更强的反馈信号意味着更高幅度输入信号能够通过环路来处理。类似地，如果更低幅度信号的处理是期望的，则反馈信号的强度需要被降低。换言之，异步sigma-delta调制器环路的动态范围被自动缩放以适合输入信号。

在又一范例中，提供了一种对均来自单独信道的多个模拟信号进行多路复用的方法。该方法包括：获得多个模拟信号，并且基于多个模拟信号以异步方式生成多个量化的时域信号。最终，多个量化的时域信号被多路复用，由此生成多路复用的信号，在多路复用的信号中，边沿时序事件与信道识别符相关联。

回看图1，能够看出在各种成像和感测应用中可以需要换能器的大阵列。通常，这些生成在最终结果可用之前经历复杂信号处理的大量数据。有时，信号处理需要笨重且高耗电的设备，而感测阵列需要保持小尺寸，特别是在需要探头的移动的自由的情况下。两个处理系统(在图1中示出的范例中这些是第一110和第二120asic)然后被机械地分开，并且通过线缆保持被电连接。通常，线缆包含用于换能器阵列140的每个换能器元件160的单独导线。已知多达大约260个导线的线缆已经在行业中用于这样的目的。阵列的每个换能器元件生成可以通过调节电子器件被转换为特定(电气)量的模拟信号。通常，这种转换不发生，并且模拟信号在被传播到远程处理设备之前被简单地放大。在传感器阵列140的每个换能器元件160与第二asic120上的远程信号处理后端之间具有专用电连接的缺点是它不能针对大阵列尺寸很好地缩放。具有几百或甚至数千导线的线缆能够被制造，但是太笨重且昂贵的。存在组合来自多个元件的信号并且通过单个信道传输它们的方法，导致线缆导线的数量的减少。然而，多路复用模拟信号一般是复杂的、功率密集的且不可靠的过程。

图7示出了图1的信号处理系统100’的实施例，该信号处理系统包括被连接到被容纳在探头130”内的第一asic上的多个异步sigma-delta调制器150的多路复用器270。在这种情况下，由换能器元件接收到的模拟信号被传递通过异步sigma-delta调制器，由此在时域中生成多个二进制比特流，其然后可以被组合成多路复用的信号。以这种方式，线缆导线计数可以被减少，并且允许大阵列尺寸。此外，这可以在第一asic110中不使用采样时钟的情况下被实施，由此减少部件的数量和在第一110和第二120asic之间传播信号所需的功率消耗。

换言之，异步sigma-delta调制器150将来自每个换能器元件160的声学信号转换到时域。多路复用器270然后编码来自换能器阵列的每个事件，并且通过数据信道210将它传输到第二asic120。数据信道内的导体的精确数量取决于多路复用器的实施方式。如果完全串联通信被选择，那么在原理上，传输可以使用单个传输导线和参考导线来实现。远程处理单元包括适于解读多路复用的信号的第二asic120。在一些范例中，asic包括时间数字转换器，其功能在下面被进一步描述。使用来自第二asic的测量结果，二进制比特流能够在数字域中被完全重建。

图8示出了根据最初在哪个信道(换能器元件160)处接收到信号布置的均来自探头130”的异步sigma-delta调制器150的若干示范性二进制比特流的曲线图280。在该范例中，针对三个信道(ch1、ch2和chn)示出了信号，其中，n是信道的总数量并且将根据讨论中的应用而改变。每个二进制比特流波形的上升边沿和下降边沿不是同步的，并且可以发生在任意时刻处。

由于每个波形的边沿时序事件的时序是显著的，多路复用器270可以将每个上升边沿或下降边沿处置为单独的边沿时序事件。例如，多路复用器可以利用唯一的(数字)识别符来标记每个边沿时序事件，并且以异步方式将它们传送到第二asic。

例如，如图8中示出的：在时间t1处，多路复用器发出信道2的上升边沿的信号；在时间t2处，多路复用器发出信道1的上升边沿的信号；在时间t3处，多路复用器发出信道3的下降边沿的信号；等等。

图8中示出的信号发送方案可以例如通过发送对应于信道号的数字结合表示多路复用的信号中的适当时刻处的边沿时序事件的边沿类型(即，上升或下降)的数字来实施。在图8中示出的范例中，在以下时刻处：

-t1：发送对应于信道2的数字2以及对应于上升边沿的数字1，

-t2：发送对应于信道1的数字1以及对应于上升边沿的数字1，

-t3：发送对应于信道3的数字3以及表示下降边沿的数字0。

取决于多路复用器的架构和到第二asic的链接，数字的这些组合可以以并行或串行的方式被发送。例如，信道的总数量应当是三个，并且并行的二进制信号发送被选择，在t1处，发送的二进制字将是101(即，信道号，紧跟着边沿类型识别符)，在t2处，是011，并且在t3处，是110。任何其他适当的实施方式可以根据应用来选择。在第二asic处的接收端是事件驱动的，并且将对输入信号的每个变化做出反应。由于相同值的两个相继代码(即，同一信道上的两个相继上升边沿或下降边沿)的发生被排除，因此将不存在错失的边沿时序事件。

由于通过多路复用器270对每个边沿时序事件识别符的传输的时间与它描述的事件的发生一致，所以能够在第二asic120处通过对每个传入事件识别符加时间戳或通过测量接收到的事件之间的时间来重建整个数据流。可能的是，两个或更多个边沿时序事件可以同时发生，尤其是对于具有较低时间分辨率的系统。并发的边沿时序事件可以被并发地检测，但是被顺序地处理。这将导致的时序误差将到达第二asic的信号中显现为随机误差，并且将通过噪声成形函数被滤除。换言之，并发的事件能够被缓冲并且以对准确性的最小惩罚被顺序地传输。

在又一范例中，提供了一种用于执行模数转换的系统，所述系统包括：探头，其具有第一asic；处理单元，其具有第二asic；以及数据信道。所述第一asic适于：接收模拟信号，并且输出包括异步时域脉冲的二进制比特流。所述第二asic适于：接收所述二进制比特流；并且基于时间数字转换来生成数字输出。所述数据信道适于将所述二进制比特流从所述第一asic传播到所述第二asic，其中，所述第一asic和所述第二asic在空间上被分开。

图9示出了图3中示出的处理链的实施例，其中，探头130包括换能器元件160和异步sigma-delta调制器150。此外，借助于数据信道210被连接到探头内的第一asic的第二asic120包括时间数字转换器290。换言之，信号处理系统包括跨两种不同技术(第一110和第二120asic)并且在一些应用中依据超声系统的特定需要在相距彼此的大距离处的空间分布的异步sigma-delta调制器和时间数字转换器。

如上面讨论的，异步sigma-delta调制器将传入模拟幅度信息编码在二进制时域信号中，并且该编码是完全异步的。因此，时间数字转换器290可以用于从由异步sigma-delta调制器150生成的二进制比特流检索所编码的幅度信息。在时间数字转换之后，现在以数字形式的检索到的数据可以用来分析原始模拟信号。如果信号处理系统被包括在超声系统内，则检索到的数据可以用来构建超声图像。

由于离开异步sigma-delta调制器150的数据是异步的，所以时间数字转换器290使用内部时钟信号来操作以便正确地排序和关联传入信号。

在当前实施例中，时间数字转换器的时钟频率是所需的空载时间的函数。空载时间取决于在信号重建期间的最大可接受误差，同时仍然能够实现所需的snr。

时间数字转换器可以被配置为以多种方式操作，诸如测量事件之间的时间或当事件到达时简单地对事件加时间戳；然而，在解读由异步sigma-delta调制器生成的异步信号的情况下，优选的操作模式是在时域中测量两个事件之间的时间长度。因此，将不能对这些事件加时间戳，除非存在积累时间差并且将它们表示为从任意开始点逝去的总时间的额外电路。当然，加时间戳可以代替测量相继事件之间的时间来使用，但是将需要足够准确的时间参考，这将最可能是功率效率更低的。

在每个换能器元件160被连接到个体异步sigma-delta调制器150(其被连接到个体时间数字转换器290)的系统中，第一操作模式可以是优选的。备选地，在多个换能器元件被连接到单个异步sigma-delta调制器的情况下，时间数字转换器可以以第二模式被操作。在又一范例中，在如上面描述的多个异步sigma-delta调制器的信号被多路复用并且由单个时间数字转换器接收的情况下，时间数字转换器可以以第二模式被操作。

在又一范例中，提供了一种流水线型时间数字转换器，包括粗糙时间数字转换器和精细时间数字转换器块。所述粗糙时间数字转换器适于：接收传入信号并且输出以下两者：粗糙数字输出；以及粗糙残留时间。所述精细时间数字转换器块接收所述粗糙残留时间并且包括串联地连接的一个或多个精细时间数字转换器。所述一个或多个精细时间数字转换器中的每个适于：接收来自串联中的先前的精细或粗糙时间数字转换器的传入残留时间，并且输出以下两者：到串联中的随后的精细时间数字转换器的外出残留时间；以及精细数字输出。

图10示出了流水线型时间数字转换器300的示意性表示。流水线型时间数字转换器包括粗糙时间数字转换器310和精细时间数字转换器块320，该精细时间数字转换器块包括多个精细时间数字转换器330。

通常，需要时间数字转换器来处理时域中的信息，诸如如上面描述的由异步sigma-delta调制器生成的二进制比特流。在这种情况下，在tdc的输入端处的信息信号由通过脉冲表示的事件的序列组成。时间数字转换器可以测量两个脉冲之间的时间，并且将它表示为数字信号。这些脉冲之间的时间必须以充分的保真度被确定以便正确的信号处理发生。

时间数字转换器的若干性能特性对实现这种保真度极为重要。首先，每个时间段必须以充分的准确性被测量，并且转换器必须能够在前面的测量之后充分快速地开始随后的测量。测量的结束与新测量的开始之间的时间被称为空载时间。在理想化的情况下，时间数字转换器的空载时间为零。最终，转换器必须能够检测由第一asic110并且更具体地由异步sigma-delta调制器150生成的整个时间段范围。换言之，时间数字转换器必须具有充分的动态范围。

通常，在常规时间数字转换器设计中存在分辨率与空载时间之间的权衡。增加转换器的分辨率通常导致空载时间的增加。当然，能够优化两个参数，但是以功率消耗为代价。例如，连续运行的高频率转换器将具有与位孔径成比例的分辨率和与操作频率成反比的空载时间。然而，功率消耗将与两个参数成比例，意味着这样的设计是几乎不可行的。

图10中示出的流水线型时间数字转换器300实现高分辨率和低空载时间两者，而不在功率消耗上妥协。流水线型时间数字转换器由多个级联的个体时间数字转换器阶段构成。第一阶段是例如基于环形振荡器或计数器的低延时粗糙时间数字转换器310，其以用于低功率消耗的低频率运行。环形振荡器的频率与时间数字转换器的空载时间成反比。

通过粗糙时间数字转换器310进行的每个测量生成被称为残留时间的误差，该误差需要被确定并且被考虑以便获得高分辨率。残留在由精细时间数字转换器330组成的随后阶段中被测量。该第二阶段的残留然后被馈送到另一精细时间数字转换器，并且这被重复直至达到期望的分辨率。

图11更详细地示出了粗糙时间数字转换器310。

在图11中示出的实施例中，传入信号首先由多路复用器340接收，该多路复用器可以适于将来自多个信道的传入信号组合成要被传递通过粗糙时间数字转换器的单个信号。由多路复用器生成的脉冲可以充当用于时间数字转换器的触发信号。在时间数字转换器仅接收来自单个源的信号的情况下，例如在如上面描述的多路复用器被包括在第一asic110上的情况下，可以不包括多路复用器340。

为了测量传入信号(被称为触发脉冲)的到达时间并且产生残留时间，时间数字必须是以下两者：存储当触发脉冲到达时环形振荡器350的状态；以及将在触发脉冲之后的环形振荡器的输出与初始触发脉冲本身进行组合。第二操作产生粗糙时间数字转换器的残留时间。此外，环形振荡器被耦合到计数器360，其用于增加粗糙时间数字转换器的动态范围。

来自环形振荡器的信号和来自多路复用器的触发脉冲两者都被传递到选择器370，其核心部件是d触发器。来自环形振荡器的信号充当用于d触发器的时钟信号，并且来自多路复用器的触发脉冲充当清除(clr)信号。d触发器的d门被保持在高水平处。只有当环形振荡器信号和触发脉冲两者都是高的时，d触发器的输出以及因此选择器的输出才将升高到高水平。以这种方式，仅在环形振荡器脉冲之后的触发脉冲将通过选择器被传递。

选择器370的输出然后被传递到生成粗糙残留时间tcres的时间放大器380，并且被传递到生成粗糙数字输出dcout的编码器390。在这种情况下，时间放大器是d触发器脉冲序列放大器，并且编码器是二进制编码器。粗糙残留时间tcres然后被传递到精细时间数字转换器块320。

图12更详细地示出了精细时间数字转换器330。

精细时间数字转换器块320的精细时间数字转换器330阶段中的每个是完全相同的，并且包括由时间放大器410跟随的低带宽转换器400。低带宽转换器包括时间寄存器420和常规时间数字转换器430，两者都适于接收粗糙残留时间tcres。常规时间数字转换器生成精细数字输出dfout，其然后可以从精细时间数字转换器输出，并且与粗糙数字输出dcout进行组合，以生成流水线型时间数字转换器的最终数字输出。

精细数字输出dfout然后被传递通过数字时间转换器440，并且从由时间寄存器测量的粗糙时间残留tcres减去。由于转换不是精确的，因此这种减法将导致小残留时间。这然后被传递通过时间放大器410以放大转换器的残留，使得它匹配随后阶段的动态范围，由此生成精细残留时间tfres。时间放大器块放大流水线中的相应阶段的误差信号，以便实现后续阶段处的高分辨率比较。

应当注意，应当可由低带宽转换器检测的最大时间段是第一阶段的操作频率的倒数并且更具体地是环形振荡器的倒数。

残留时间可以根据由给定应用所需的最终数字输出的分辨率被传递通过任何数量的精细时间数字转换器330阶段。

通过研究附图、说明书和随附权利要求书，本领域技术人员在实践所要求保护的发明时可以理解和实现对所公开的实施例的其他变型。在权利要求中，“包括”一词不排除其他元件或步骤，并且词语“一”或“一个”不排除多个。尽管在相互不同的从属权利要求中记载了特定措施，但是这并不指示不能有利地使用这些措施的组合。权利要求中的任何附图标记不应被解释为对范围的限制。