数据限幅器以及接收装置的制作方法

本发明涉及数据限幅器以及接收装置。

背景技术：

近年来，在产品管理等领域，正在使用基于rfid(radiofrequencyidentification：射频识别)的通信系统。在利用rfid的通信系统中，在保持信息的rfid标签与进行该信息的读出、写入的读写器之间，进行利用电波的非接触的近距离无线通信。

在rfid的通信系统中，例如将通过ask(amplitudeshiftkeying：幅移键控)进行振幅调制后的信号从读写器发送至rfid标签。rfid标签接收振幅调制后的信号并进行解调。此时，在rfid标签中，首先对接收信号进行包络检波。然后，通过将利用包络检波获得的包络线与基准电平进行比较，并转换为二进制电平(即，h电平或者l电平)的波形。在rfid的通信中，首先检测前同步信号中出现的第一个l电平的区间并开始接收，并基于之后的数据区间中的l电平与l电平之间的h电平的长度，获得“0”或者“1”的信息数据。

作为将包络线转换为二进制电平的波形的数据限幅器，提出了将通过低通滤波器对包络线进行平滑化所的值作为基准电平来使用的数据限幅器(例如，专利文献1)。另外，提出了获取包络线的峰值电平以及谷值电平，并将它们的中间电平作为基准电平来使用的数据限幅器(例如，专利文献2)。

专利文献1：日本专利第3655805号公报

专利文献2：日本特开2001－358780号公报

在使用所谓的无源rfid标签的rfid的通信中，需要通过来自读写器的电波供给用于rfid标签进行动作的电力。因此，在这样的rfid通信中，需要延长从读写器发送至rfid标签的信号的h电平的区间(即，提高h电平的占空比)。

在上述专利文献1的数据限幅器中，通过低通滤波器对包络线进行时间平均所得的电平为基准电平。因此，在h电平的区间较长的情况下，基准电平成为接近包络线的峰值的电平。当包络线因噪声的影响等而波动的情况下，在本来应判定为h电平的区间信号电平低于基准电平，且每次都会错误地输出l电平。由此，有产生由额外的切换引起的颤动的可能。另外，在包络线中包含有较短的h电平的区间的情况下，存在为未达到或者勉强到达基准电平的电平的可能性，而无法输出h电平，或即使能够输出h电平也变短到无法在后级的电路中捕捉的程度的危险性较高。

另外，在rfid的通信中，需要判别前同步信号中出现的第一个l电平。因此，存在如上述专利文献2那样的很难在生成基准电平时将包络线的峰值电平以及谷值电平的获取所需的数据限幅器应用于rfid的通信的问题点。

技术实现要素：

本发明是鉴于上述问题点而完成的，其目的在于提供一种能够高精度地对包络信号进行二值化的数据限幅器。

本发明的数据限幅器的特征在于，是将调幅波的包络信号转换为二进制信号的数据限幅器，具有：平均电平生成电路，通过对上述包络信号进行时间平均，来生成上述包络信号的平均电平；固定电压值生成电路，生成固定电压值；基准电平生成电路，基于上述固定电压值和上述包络信号的平均电平来生成基准电平；以及比较电路，对上述包络信号的信号电平和上述基准电平进行比较，并将比较结果作为上述二进制信号输出。

本发明的接收装置的特征在于，具有：天线部，接收振幅调制后的无线信号；检波器，对接收到的上述无线信号进行包络检波并获得包络信号；以及数据限幅器，将上述包络信号转换为二进制信号，上述接收装置是基于上述二进制信号对上述无线信号解调的接收装置，上述数据限幅器具有：平均电平生成电路，通过对上述包络信号进行时间平均，来生成上述包络信号的平均电平；固定电压值生成电路，生成固定电压值；基准电平生成电路，基于上述固定电压值和上述包络信号的平均电平来生成基准电平；以及比较电路，对上述包络信号的信号电平和上述基准电平进行比较，并将比较结果作为二进制信号输出。

根据本发明的数据限幅器，能够高精度地对包络信号进行二值化。

附图说明

图1是表示本实施例的接收装置的结构的框图。

图2a是示意性地表示包络检波的图。

图2b是表示二进制电平波形与数据的对应关系的图。

图2c是表示包含定界符的前同步信号的二进制电平波形的图。

图3是表示本实施例的数据限幅器的结构的框图。

图4a是表示本实施例的dc电平移位电路的结构的电路图。

图4b是表示本实施例的dc电平移位电路的其它结构的电路图。

图5是表示本实施例的平均化电路的结构的电路图。

图6是表示本实施例的平均化电路中的运算放大器的结构的电路图。

图7a是表示本实施例的内分电平生成电路的功能的框图。

图7b是表示本实施例的内分电平生成电路的一个例子的电路图。

图7c是表示本实施例的内分电平生成电路的另一个例子的电路图。

图8是表示本实施例的比较电路的功能的框图。

图9是表示本实施例的比较电路的结构的电路图。

图10是表示本实施例的数据限幅器的动作的波形图。

图11是示意性地表示基准电平的设定与调制度的关系的图。

图12是表示实施例2的数据限幅器的结构的框图。

图13是表示实施例2的平均化电路的结构的电路图。

图14是表示实施例2的平均化电路中的运算放大器的结构的电路图。

图15a是表示在与本实施例不同的比较例中因噪声而产生颤动的波形图。

图15b是表示通过本实施例的平均化电路抑制颤动的产生的波形图。

具体实施方式

以下对本发明的优选的实施例进行详细说明。此外，在以下的各实施例中的说明以及附图中，对于实际相同或者等价的部分标注相同的参照附图标记。

[实施例1]

本实施例的接收装置安装于使用近距离的无线通信来进行id信息的收发的rfid(radiofrequencyidentification)的标签。具体而言，本实施例的接收装置安装于从rfid的读写器(未图示)接受基于无线通信的电波的电力供给来进行动作的所谓的无源rfid标签。在本实施例中，从读写器向rfid标签发送进行ask(amplitudeshiftkeying)调制后的rf信号(即，调幅波)。

图1是表示本实施例的接收装置100的结构的一部分的框图。接收装置100具有天线10、检波器11以及数据限幅器12。

天线10接收从读写器发送出的rf信号，并将接收到的rf信号(以下，称为接收信号rs)供给至检波器11。

检波器11对接收信号rs进行包络检波。图2a是示意性地表示包络检波的图。通过检波器11的包络检波，从用实线表示的接收信号rs获得如用虚线表示的包络波形。检波器11将表示包络波形的振幅的包络信号es供给至数据限幅器12。

数据限幅器12是执行将包络信号es转换为由“h”以及“l”构成的二进制信号波形(以下，称为二进制电平波形)的数据切片处理的电路。由数据限幅器12生成的二进制电平波形被作为二进制电平信号bl供给至设置于数据限幅器12的后级的数据判定电路(未图示)，并转换为“0”或者“1”的数据。

图2b是表示将由数据限幅器12生成的二进制电平波形与“0”或者“1”的数据的对应关系的图。例如，数据“0”具有期间长度t，并由具有期间长度t的大约一半的长度的h电平的期间和接着该期间的l电平的期间pw构成。另一方面，数据“1”具有比数据“0”长的期间长度(例如，1.5×t以上2.0×t以下)，并由相对较长的h电平的期间(例如，期间pw的3倍)和接着该期间的l电平的期间pw构成。因此，数据限幅器12生成二进制电平波形，并通过未图示的数据判定电路判定h电平的期间的长度，能够获得“0”或者“1”的数据。

另外，由数据限幅器12生成的二进制电平波形被用于表示数据的接收开始的前同步信号的检测。图2c是表示前同步信号的二进制电平波形的图。在前同步信号的前端部分，包含有作为l电平的区间的定界符。由于为了开始数据的接收需要检测定界符，所以为了成功接收数据，由数据限幅器12进行的第一个l区间的检测是非常重要的处理。

图3是表示数据限幅器12的结构的框图。数据限幅器12具有第一电平移位电路21、下拉电路22、第二电平移位电路23、平均化电路24、内分电平生成电路25以及比较电路26。

第一电平移位电路21是进行用于将包络信号es变更为适合平均化电路24、比较电路26的电路动作的dc电平的电平移位的电路。第一电平移位电路21将电平移位后的包络信号les供给至平均化电路24以及比较电路26。

图4a是表示第一电平移位电路21的结构的一个例子的电路图。第一电平移位电路21包含晶体管pm0、晶体管nm0、恒流源cs1以及cs2。

晶体管pm0由第一导电型的晶体管亦即p沟道型mosfet(metaloxidesemiconductorfieldeffecttransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)构成。晶体管nm0由与第一导电型相反导电型的第二导电型的晶体管亦即n沟道型mosfet构成。

晶体管nm0的源极与节点n1连接，漏极与电源(电源电位vdd)连接。晶体管nm0的栅极与检波器11连接，接受包络信号es的供给。

晶体管pm0的漏极接地，源极与节点n2连接。晶体管pm0的栅极与节点n1连接。

恒流源cs1的一端与节点n1连接，另一端接地。恒流源cs2的一端与电源(电源电位vdd)连接，另一端与节点n2连接。

像这样，图4a的第一电平移位电路21由nmos源极跟随器以及pmos源极跟随器的组合构成。被供给至晶体管nm0的栅极的包络信号es在通过晶体管nm0向信号电平降低的方向进行电平移位(即，电平下降)之后，通过晶体管pm0向信号电平上升的方向进行电平移位(即，电平升高)，并作为电平移位后的包络信号les从节点n2输出。

此外，第一电平移位电路21的结构并不限于图4a所示的结构。例如，也可以使nmos源极跟随器与pmos源极跟随器的位置关系反转。图4b是表示这样的第一电平移位电路21的结构的另一个例子的电路图。

晶体管pm0的漏极接地，源极与节点n3连接。晶体管pm0的栅极与检波器11连接，并接受包络信号es的供给。晶体管nm0的源极与节点n4连接，漏极与电源(电源电位vdd)连接。晶体管nm0的栅极与节点n3连接。

恒流源cs1的一端与节点n4连接，另一端接地。恒流源cs2的一端与电源(电源电位vdd)连接，另一端与节点n3连接。

被供给至晶体管pm0的栅极的包络信号es在通过晶体管pm0向信号电平上升的方向电平移位(即，电平升高)之后，通过晶体管nm0向信号电平降低的方向进行电平移位(即，电平下降)，并作为电平移位后的包络信号les从节点n4输出。

若再次参照图3，下拉电路22生成相当于假定为从读写器发送的rf信号的ask调制的调制度为100％的情况下的包络线的l电平的固定电压值作为l电平固定值lv。即，下拉电路22在未向检波器11输出任何信号的情况下生成相当于从检波电路11输出的信号电平的l电平固定值lv，并供给至第二电平移位电路23。

在本实施例中，由于接收装置100安装于无源rfid标签，所以在未向检波器11输入任何信号的情况下，来自检波器11的输出信号的信号电平为0v。因此，在本实施例的数据限幅器12中，下拉电路22生成0v的电压值作为l电平固定值lv，并供给至第二电平移位电路23。

第二电平移位电路23将l电平固定值lv电平移位与由第一电平移位电路21进行的包络信号es的电平移位相同的dc电平的量。第二电平移位电路23将电平移位后的l电平固定值llv供给至内分电平生成电路25。

第二电平移位电路23具有与第一电平移位电路21相同的结构。即，第二电平移位电路23具有如图4a或者图4b所示的电路结构，代替包络信号es接受0v的l电平固定值lv的输入，并代替电平移位后的包络信号les输出电平移位后的l电平固定值llv。

像这样，l电平固定值llv是对相当于包络线的l电平的固定电压值亦即l电平固定值lv进行电平移位后的固定电压值。即，本实施例的第二电平移位电路23与下拉电路22一起构成生成l电平固定值llv的固定电压值生成电路。

平均化电路24是生成对从第一电平移位电路21供给的电平移位后的包络信号les进行时间平均而成的平均电平的电路。平均化电路24将所生成的平均电平av供给至内分电平生成部25。

图5是表示平均化电路24的结构的电路图。平均化电路24通过由运算放大器31构成的电压跟随器与电容器32的组合构成。

向运算放大器31的非反转输入端，作为输入电压vin输入电平移位后的包络信号les。运算放大器31的反转输入端与输出端反馈连接。电容器32的一端与运算放大器31的反转输入端以及输出端连接，另一端接地。

图6是表示运算放大器31的结构的电路图。运算放大器31包含作为p沟道型mosfet的晶体管pm1、pm2、pm3和pm4、作为n沟道型mosfet的晶体管nm1、nm2、nm3和nm4、以及电流源cs3。

晶体管pm1的源极与电源(电源电位vdd)连接，漏极与节点n5连接，栅极与节点n6连接。晶体管pm2的源极经由节点n7与电源连接，漏极与节点n8连接，栅极经由节点n6与晶体管pm1的栅极连接。晶体管pm2的漏极以及栅极经由节点n8以及n6相互连接。

晶体管pm3的源极经由节点n7与电源连接，漏极与节点n9连接，栅极与节点n10连接。晶体管pm3的漏极以及栅极经由节点n9以及n10相互连接。晶体管pm4的源极与电源连接，漏极与节点n11连接，栅极经由节点n10与晶体管pm3的栅极连接。

晶体管nm1的源极接地，漏极经由节点n5与晶体管pm1的漏极连接，栅极与节点n12连接。晶体管nm1的漏极以及栅极经由节点n5以及n12相互连接。

晶体管nm2的源极经由节点n13与恒流源cs3的一端连接，漏极经由节点n8与晶体管pm2的漏极连接。晶体管nm2的栅极作为运算放大器31的反转输入端，与图5所示的电容器32的一端以及运算放大器31的输出端连接。恒流源cs3的一端与节点n13连接，另一端接地。

晶体管nm3的源极接地，漏极与节点n11连接，栅极经由节点n12与晶体管nm1的栅极连接。晶体管nm4的源极经由节点n13与恒流源cs3的一端连接，漏极经由节点n9与晶体管pm3的漏极连接。晶体管nm4的栅极作为运算放大器31的非反转输入端，接受输入电压vin(在本实施例中，为电平移位后的包络信号les)的输入。

节点n11是运算放大器31的输出端，将对输入电压vin进行时间平均所得的信号(即，在本实施例中为电平移位后的包络信号les的平均电平av)作为输出电压vout输出。

如图2a所示，从读写器发送的rf信号的包络线的h电平的占空比较高(即，h电平的期间较长)。因此，rf信号的包络线的平均几乎为h电平(即，比h电平稍微低的电平)。因此，将具有几乎接近电平移位后的包络信号les的h电平的电平的平均电平av从平均化电路24供给至内分电平生成电路25。

若再次参照图3，则内分电平生成电路25以内分比m：n按比例分配从平均化电路24供给的平均电平av和从第二电平移位电路23供给的电平移位后的l电平固定值llv，并将获得的值作为基准电平rlv供给至比较电路26。

图7a是表示内分电平生成电路25的功能的框图。内分电平生成电路25若将平均电平av设为＝ina，并设为电平移位后的l电平固定值llv＝inb，则将(n×ina+m×inb)/(m+n)作为基准电平rlv输出。

此外，基准电平rlv防备rf信号的ask调制的调制度较浅(即，小于100％)的情况，优选设定为成为比电平移位后的包络信号lps的最大值与最小值的中间高的电平。例如，通过将内分比设定为2：3、1：2，能够生成比中间电平高的基准电平rlv。

图7b是表示n＝2、m＝1的情况下的内分电平生成电路25的结构的一个例子的电路图。内分电平生成电路25构成为由作为n沟道型mosfet的晶体管nm5、nm6以及nm7构成的分压电路。

晶体管nm5的源极与节点n14连接，漏极与电源(电源电位vdd)连接。向晶体管nm5的栅极供给作为一对输入信号中的一方的ina(在本实施例中，为平均电平av)。

晶体管nm6的源极与节点n15连接，漏极与节点n14连接。晶体管nm6的漏极以及栅极经由节点n14相互连接。

晶体管nm7的漏极经由节点n15与晶体管nm6的源极连接。晶体管nm7的漏极以及栅极经由节点n15相互连接。向晶体管nm7的源极，供给作为一对输入信号中的另一方的inb(在本实施例中，为电平移位后的l电平固定值llv)。

节点n14是内分电平生成电路25的输出端，将以内分比2:1按比例分配输入信号ina以及inb的输出信号out＝(2×ina+inb)/3作为基准电平rlv输出。

图7c是表示n＝2、m＝1的情况下的内分电平生成电路25的结构的另一个例子的电路图。内分电平生成电路25构成为由作为p沟道型mosfet的晶体管pm5、pm6以及pm7构成的分压电路。

晶体管pm5的漏极以及栅极经由节点n16相互连接。向晶体管pm5的源极，供给作为一对输入信号中的一方的ina(在本实施例中，为平均电平av)。

晶体管pm6的源极与节点n16连接。晶体管pm6的漏极以及栅极经由节点n17相互连接。

晶体管pm7的源极经由节点n17与晶体管pm6的漏极连接，漏极接地。向晶体管pm7的栅极供给作为一对输入信号中的另一方的inb(在本实施例中，为电平移位后的l电平固定值llv)。

节点n16是内分电平生成电路25的输出端，将以内分比2:1按比例分配输入信号ina以及inb的输出信号out＝(2×ina+inb)/3作为基准电平rlv输出。

若再次参照图3，则比较电路26对从第一电平移位电路21供给的电平移位后的包络信号les和从内分电平生成电路25供给的基准电平rlv进行比较，并将比较结果作为二进制电平信号bl输出。

图8是表示比较电路26的功能的框图。比较电路26由接受电压vin(+)以及vin(－)的输入，并输出对它们进行比较的比较结果的输出电压vout的比较器33构成。在本实施例中，将电平移位后的包络信号les作为电压vin(+)输入，将基准电平rlv作为电压vin(－)输入，并作为输出电压vout输出二进制电平信号bl。

图9是表示比较器33的构成例的电路图。比较器33由作为p沟道型的mosfet的晶体管pm8、pm9和pm10、作为n沟道型的mosfet的晶体管nm8和nm9、恒流源cs4和cs5、以及反相器inv1构成。

晶体管pm8的源极经由节点n18与电源(电源电位vdd)连接，漏极与节点n19连接，栅极与节点n20连接。晶体管pm8的漏极以及栅极经由节点n19以及n20相互连接。

晶体管pm9的源极经由节点n18与电源连接，栅极经由节点n20与晶体管pm8的栅极连接，漏极与节点n21连接。

晶体管nm8的源极经由节点n22与恒流源cs4的一端连接，漏极经由节点n19与晶体管pm8的漏极连接。向晶体管nm8的栅极供给作为比较器33的输入电压的一方的vin(+)(在本实施例中，为电平移位后的包络信号les)。

晶体管nm9的源极经由节点n22与恒流源cs4的一端连接，漏极经由节点n21与晶体管pm9的漏极连接。向晶体管nm9的栅极供给作为比较器33的输入电压的另一方的vin(－)(在本实施例中，为基准电平rlv)。

晶体管pm10的源极与电源连接，漏极与节点n23连接，栅极经由节点n21与晶体管pm9的漏极以及晶体管nm9的漏极连接。

恒流源cs4的一端与节点n22连接，另一端接地。恒流源cs5的一端经由节点n23与晶体管pm10的漏极连接，另一端接地。

反相器inv1的输入端经由节点n23与晶体管pm10的漏极以及恒流源cs5的一端连接。从反相器inv1的输出端输出将被输入至输入端的电压反转后的电压来作为输出电压vout。在本实施例中，输出对电平移位后的包络信号les和基准电平rlv进行比较的比较结果亦即二进制电平信号bl来作为输出电压vout。

图10是表示本实施例的数据限幅器12的动作的波形图。在本实施例的数据限幅器12中，内分电平生成电路25通过按比例分配将对作为调幅波的rf信号进行包络检波而获得的包络信号es进行电平移位后的信号的平均电平av和电平移位后的l电平固定值llv，来生成基准电平rlv。而且，比较电路26使用这样的基准电平rlv，进行与电平移位后的包络信号les的比较，在信号电平高于基准电平rlv的情况下生成表示“h”的二进制电平信号bl，在低的情况下生成表示“l”的二进制电平信号bl。

根据本实施例的数据限幅器12，能够根据rf信号的ask调制的调制度等来设定内分电平生成电路25的内分比，并调整基准电平rlv。因此，能够避免在本来应判定为相同的信号电平的区间信号电平超过基准电平而上下移动的所谓颤动的产生。另外，在包络线中包含有较短的h电平的区间的情况下，能够避免无法捕捉该电平。

特别是，在rfid中，由于对rfid标签通过从读写器接收到的电波而动作的电力进行整流，所以包络线的h电平期间较长(即，h电平的占空比较高)。因此，在将对包络线进行时间平均而获得的平均电平保持原样作为基准来使用的情况下，基准电平成为接近h电平的电平，并产生所输出的二进制电平频繁地变化(即，拨动)为“h”和“l”的颤动。但是，根据本实施例的数据限幅器12，通过设定内分比并适当地设定基准电平rlv，能够避免这样的颤动的产生。

另外，根据本实施例的数据限幅器12，通过将内分比设为m＜n，并将基准电平rlv设定为升高，能够应对rf信号的ask调制的调制度较浅的情况(即小于100％)。以下对此进行说明。

图11是与本实施例不同，对于调制度为100％的情况和调制度小于100％的情况示意性地表示较低地设定基准电平的情况下的包络线与基准电平的关系的图。在调制度为100％的情况下，即使较低地设定某一程度基准电平，在将包络线转换为二进制电平的波形时，二进制电平的“l”的区间也不会变得太短。与此相对，在调制度小于100％较浅的情况下，如在图11中用虚线表示的那样，由于包络线的l电平升高，所以二进制电平的“l”区间变短。若“l”区间过于短，则在设置于数据限幅器12的后级的数据判定电路(未图示)中，存在无法进行用于进行“0”或者“1”的判定的“l”电平的捕捉的可能。

但是，根据本实施例的数据限幅器12，由于通过将内分电平生成电路25的内分比设定为m＜n，能够较高地设定基准电平rlv，所以在调制度小于100％的情况下，也能够避免在后级的数据判定中无法捕捉“l”电平。

另外，本实施例的内分电平生成电路25使用作为固定电压值的l电平固定值llv，来进行基准电平rlv的生成。因此，由于无需为了生成基准电平rlv而预先捕捉rf信号的l电平，所以能够判别rf信号的前同步信号中出现的第一个l电平。特别是，在rfid中，在接收rf信号时，需要检测被称为定界符的第一个l区间。根据本实施例的数据限幅器12，能够避免由无法检测第一个l区间引起的接收失败。

另外，本实施例的数据限幅器12由于使用包络线的平均电平av来设定基准电平rlv，所以基准跟随包络线的h电平的变化。因此，与包络线的过去的使用保持最大电平的所谓峰值保持来设定基准电平的情况不同，能够使基准电平rlv适应包络信号rs的h电平的变化来进行二值化。特别是，在rfid标签中，在接收电波的强度不稳定的情况下由于rf信号的包络线的h电平发生变化，所以通过使用本实施例的数据限幅器12能够高精度地进行二值化。

另外，如图7b以及图7c所示，本实施例的内分电平生成电路25构成为由作为n沟道型的mosfet的晶体管nm5、nm6以及nm7、作为p沟道型的mosfet的晶体管pm5、pm6以及pm7构成的分压电路。假设与本实施例不同，在将内分电平生成电路构成为由电阻构成的分压电路的情况下，动作电流与电路面积成为折衷的关系，而难以兼得低动作电流和小面积。在需要如rfid标签以有限的电力动作的情况下，会成为高电阻并且面积增大。与此相对，本实施例的内分电平生成电路25由于是由mosfet构成的分压电路，所以能够同时实现低动作电流以及小面积。

[实施例2]

接下来，对本发明的实施例2的数据限幅器进行说明。图12是表示本实施例的数据限幅器12的结构的框图。本实施例的数据限幅器12在代替实施例1的平均化电路24具有平均以及dc偏移量电路27的点，与实施例1的数据限幅器不同。

平均以及dc偏移量电路27是输出对从第一电平移位电路21供给的电平移位后的包络信号les进行时间平均，进一步电平移位规定的dc偏移量的量后的平均电平的电路。平均以及dc偏移量电路27将所生成的平均电平av2供给至内分电平生成部25。

图13是表示平均以及dc偏移量电路27的结构的框图。平均以及dc偏移量电路27由作为带有dc偏移量的电压跟随器的运算放大器34与电容器32的组合构成。

图14是表示运算放大器34的结构的电路图。运算放大器34在代替图6所示的实施例1的运算放大器31的晶体管nm2以及nm4，而具有由并联连接的多个晶体管构成的差分对35的点，与实施例1的运算放大器31不同。

差分对35的负极侧输入部35a通过并联连接j个(j为2以上的整数)n沟道型的mosfet而构成。另一方面，差分对35的正极侧输入部35b通过并联连接k个(k为k≠j并且2以上的整数)n沟道型的mosfet而构成。此外，差分对35的负极侧输入部35a以及正极侧输入部35b使构成各自的晶体管的沟道宽度(w)与沟道长度(l)之比(w/l)一致而构成。

在本实施例的运算放大器34中，通过将差分对35的负极侧输入部35a的晶体管的并联数j与正极侧输入部35b的晶体管的并联数相互设为不同的值，来附加偏移量。例如，在k＞j的情况下，由于正极侧输入部35b的晶体管的并联数比负极侧输入部35a的并联数多，所以对输出电压vout附加+δv的偏移量。另一方面，在k＜j的情况下，由于负极侧输入部35a的晶体管的并联数比正极侧输入部35b的并联数多，所以对输出电压vout附加－δv的偏移量。附加有偏移量的输出电压vout从平均以及dc偏移量电路27作为平均电平av2被输出。

若再次参照图12，则内分电平生成电路25以内分比m：n按比例分配平均电平av2和电平移位后的l电平固定值llv，并将获得的值作为基准电平rlv供给至比较电路26。比较电路26对从第一电平移位电路21供给的电平移位后的包络信号les和从内分电平生成电路25供给的基准电平rlv进行比较，并将比较结果作为二进制电平信号bl输出。

在本实施例的数据限幅器12中，平均以及dc偏移量电路27生成附加有偏移量的平均电平v2，内分电平生成电路25使用该电平生成基准电平rlv。因此，基准电平rlv也成为与实施例1相比偏离了偏移量的量后的值。

根据本实施例的数据限幅器12，在包络线在长期间接近l电平推移的情况下，能够防止由因噪声等而包络线波动引起的颤动的产生。以下，对此进行说明。

与本实施例不同，在未对包络线的时间平均附加偏移量的情况下，若包络线在长期间接近l电平推移，则其时间平均也接近l电平。若时间平均接近l电平，则通过与l电平固定值的按比例分配而生成的基准电平也几乎成为l电平。其结果，变成对l电平附近的包络线和几乎成为l电平的基准进行比较。此时，若长期间在l电平附近推移的包络线因噪声而波动，则如图15a所示的比较例那样，产生包络线的信号电平与基准电平频繁地反转，且所输出的二进制电平频繁地变化(即，拨动)为“h”和“l”的颤动。

与此相对，在本实施例的数据限幅器12中，由于通过附加偏移量而包络线的时间平均偏离接近l电平的状态，所以如图15b所示，使用时间平均以及l电平固定值生成基准电平rlv也偏离l电平。通过适当地设定该基准电平从l电平的偏离，能够防止因噪声等而波动的包络线与基准电平的大小关系频繁地反转。因此，根据本实施例的数据限幅器12，能够抑制二进制电平信号bl中的由噪声等引起的颤动的产生。

此外，本发明并不限定于上述实施方式。例如，如在上述实施例中说明的那样，本实施例的数据限幅器由于能够期待稳定的接收，所以作为rfid标签用的数据限幅器有用。但是，本实施例的数据限幅器也能够应用于除了rfid标签以外的其它接收装置。即，本实施例的数据限幅器的结构能够用于将对调幅波进行包络检波而获得的包络信号转换为二进制信号的所有数据限幅器。

另外，第一电平移位电路21以及第二电平移位电路23的结构并不限于在上述实施例中示出的结构。例如，在图4a以及图4b中，对包含晶体管nm0以及pm0，并经由电平下降以及电平升高进行电平移位的电路结构进行了说明。但是，也可以为仅包含晶体管nm0或者pm0的任意一方，并仅进行电平下降以及电平升高的任意一方的结构。

另外，在上述实施例中，以内分电平生成电路25构成为由串联连接的多个mosfet构成的分压电路的情况为例进行了说明。但是，并不局限于此，也可以构成为由其它晶体管构成的分压电路。即，优选内分电平生成电路25构成为由fet等被控制电流元件构成的分压电路。

另外，在上述实施例1中，设置第一电平移位电路21以及第二电平移位电路23，对包络信号es进行电平移位来生成平均电平av，并通过与电平移位后的l电平固定值lv的按比例分配，来生成基准电平rlv。但是，也可以为使用不进行这些电平移位而保持原样对包络信号es进行时间平均所得的平均电平和l电平固定值lv来生成基准电平rlv的结构。同样地在实施例2中也可以为不通过第一电平移位电路21以及第二电平移位电路23来进行电平移位的结构。

符号说明

100：接收装置、10：天线、11：检波器；12：数据限幅器、21：第一电平移位电路、22：下拉电路、23：第二电平移位电路、24：平均化电路、25：内分电平生成电路、26：比较电路、27：平均以及dc偏移量电路、31：运算放大器、32：电容器、33：比较器、34：运算放大器、35：差分对；35a：负极侧输入部；35b：正极侧输入部。