基于鱼群算法的低失调宽范围比较器电路的制作方法

本发明属于模拟集成电路设计领域，涉及一种对单端输入信号进行比较的比较器电路设计方法，具体涉及一种用于图像传感器列级模数转换器的具有低失调电压及宽比较范围特点的比较器电路设计方法。

背景技术：

近年来，cmos图像传感器因其集成度高及低成本等特点被广泛地应用到人们的生活中。而模数转换器(analog/digitalconverter，adc)是cmos图像传感器中的重要组成部分，实现像素输出的模拟电压信号与数字信号的转换，它对cmos图像传感器的性能有着至关重要的影响。

cmos图像传感器中，依据adc的应用可以分为像素级adc、列级adc以及芯片级adc。其中，列级斜坡模数转换器(rampadc)因其在图像传感器速度、设计复杂度以及功耗等方面良好的平衡，已经成为目前cmos图像传感器的主流adc结构。

比较器电路是rampadc中的一个重要组成部分。比较器的性能直接影响着rampadc的精度和功耗。比较器的两个重要性能参数是失调电压及比较器输入电压范围。比较器失调电压过大将直接导致rampadc的精度下降。而在rampadc中输入模拟信号经过采样后直接输入到比较器中，如果输入电压过小，无法达到比较器输入管的阈值电压，比较器将不能正常工作，进一步导致rampadc产生错误的数字信号输出。所以比较器的输入电压范围对rampadc的量化范围有着至关重要的影响。已有文献表明，目前rampadc中常用的比较器采用的具有失调校准结构比较器电路，尽管其降低了失调电压，提高了比较器精度，然而存在比较范围低的问题。此外，随着集成电路规模的增大，元件显著增多，因此传统先初步计算再手动调节元件参数的方式不利于比较器电路中参数的有效调节，从而导致整体电路的性能不能达到最优。因此针对以上两个问题，提出一种面向大规模图像传感器的高精度高量化范围rampadc中的低失调宽范围的比较器电路设计方法，具有重要的工程意义

技术实现要素：

针对现有设计图像传感器rampadc过程中存在的问题，本发明提出了一种基于鱼群算法的低失调宽范围比较器电路设计方法。本发明首先对rampadc中的比较器电路进行设计，电路结构包括前级电压存储结构、前置放大器及开环比较器。其中前级电压存储结构由电阻、电容、开关组成，可拓宽比较器输入范围，进而拓宽rampadc量化范围；前置放大器负载对管栅漏两极之间分别接入两个开关，栅源两极之间分别接入两个用于存储失调电压的容值相同的电容，用于校准失调电压，进而增加rampadc精度使比较器电路同时具有低失调电压，高量化范围的特点。进一步，为了避免了手动调节电路参数带来的不便，采用基于人工鱼群算法的群体智能优化算法对开环比较器参数进行优化，该算法对初值与参数选择不敏感，鲁棒性强。本发明的设计方法可有效降低比较器失调电压，提高cmos图像传感器列级rampadc的精度，进而提升cmos图像传感器性能。

为实现上述目的，本发明采用的技术方案如下：

本发明提出一种基于鱼群算法的低失调宽范围的比较器电路的设计方法。本发明所设计的电路结构包括电压存储结构、带有失调校准的前置放大器以及开环比较器结构。

电压存储结构包括两个阻值相同的第一电阻、第二电阻、第一开关至第六开关以及两个容值相同第三电容、第四电容。第一电阻及第二电阻串联接在比较器的两个输入端。第二开关的一端与第一开关的一端分别接比较器的两个输入端，另一端分别接第三电容上极板及第四电容上极板。第三开关及第四开关串联在第三电容上极板及第四电容上极板之间。第五开关一端及第六开关一端接到外部输入共模电压vcm，另一端分别接第三电容下极板及第四电容下极板。

具有失调校准功能的前置放大器两个输入端分别接到第三电容下极板及第四电容下极板。前置放大器采用五管差分运放的电路结构，其中输入对管为m2、m3管，尾电流管为m1管，m1、m2、m3均为n型管。负载管为m4、m5管，均为p型管。m1管源极接地，漏极接m2管、m3管源极，m2管、m3管漏极接m4管、m5管漏极，同时作为前置放大器的输出点。m4管、m5管源极接电源电压。第一电容和第二电容容值相等，上极板均接电源电压，下极板分别接m4管、m5管栅极。第七开关接在m4管栅极及漏极之间，第八开关接在m5管栅极及漏极之间。

推导开环比较器功耗、增益以及压摆率之间的关系，并设计目标函数，采用鱼群算法对开环比较器的目标函数的寻优操作，得到开环比较器达到最佳性能的电路参数。前置放大器两个输出端直接与两级静态比较器输入端相连。

第一开关与第二开关由第一信号控制，第三至第八开关由第二信号控制。

本发明的有益效果为：通过增加电压存储结构拓宽比较器输入电压范围，进而拓宽了rampadc的量化范围；与普通失调校准结构相比，将信号通路上的失调电压存储电容转移到前置放大器电路内部，并在比较阶段用开关将其隔离在通路之外，既降低了失调电压，提高了rampadc的精度，又避免了失调存储电容对前置放大器输出端极点及带宽的影响；采用鱼群算法对开环比较器进行设计，既使电路在功耗、增益以及压摆率之间得到了良好的平衡，又避免了手动设计电路参数带来的不便。

附图说明

图1为本发明提出的低失调宽范围比较器电路结构图；

图2为本发明提出的低失调宽范围比较器工作在失调电压校准阶段的等效电路；

图3为本发明提出的低失调宽范围比较器工作在电压比较阶段的等效电路；

图4为本发明提出的低失调宽范围比较器控制第一开关至第八开关的两个信号的工作时序图；

图5为本发明提出的低失调宽范围比较器中开环比较器的电路图；

图6为本发明采用的鱼群算法流程图；

图7为目标函数的优化曲线；

图8为参数优化后的低失调宽范围比较器电路仿真结果曲线。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例，对本发明进行详细的描述：

本实施例中，将本发明提出的电路设计方法用于cmos图像传感器中rampadc比较器电路设计，所设计的电路结构如图1。其中，第一电阻与第二电阻阻值相同，第一电容与第二电容阻值相同，第三电容与第四电容阻值相同。vcm为可使前置放大器工作的外部输入共模电压。

利用本发明提出的设计方法设计的比较器电路工作在两个阶段，分别为失调电压校准阶段及电压比较阶段，分别由第一信号及第二信号控制，他们的时序如图4所示。当第二信号为高电平时，第三开关至第八开关闭合，比较器工作在失调电压校准阶段，此时等效电路如图2所示。x点电压vx为：

其中vin+与vin-分别为比较器两端输入信号。

此时第三电容c3与第四电容c4中存储的电荷q3、q4分别为：

q3＝c3(vcm-vx)(2)

q4＝c4(vcm-vx)(3)

因为第三电容与第四电容容值相等，所以c3＝c4，即q3＝q4。

当比较器中前置放大器工作在失调电压校准阶段时，此时第七开关与第八开关闭合，第一电容与第二电容分别接在m4管与m5管的源漏两端。此时，前置放大器输入对管的失调电压vout1储存在第一电容与第二电容中。因为前置放大器采用五管差分对称结构，所以可以分析单边情况。m2管失调电压为voff1，则输出端失调电压vout1为：

其中，gm2为m2管低频跨导，gm4为m4管低频跨导。

当第一信号为高电平时，比较器工作在电压比较阶段，此时，第一开关与第二开关闭合，第三开关至第八开关断开。图3即为采用本发明提出的设计方法所设计的低失调宽范围比较器工作在电压比较阶段的等效电路。比较器电路在两个阶段之间切换时，y、z两点并无泄放通路，所以在比较器比较阶段第三电容与第四电容上电荷量q′3和q′4保持不变，分别为：

q′3＝c3(vcm-vin+)＝q3(5)

q′4＝c4(vcm-vin-)＝q4(6)

将(2)(3)分别带入(5)(6)可以得到y点电压vy及z点电压vz分别为：

公式(7)-公式(8)得：

vy-vz＝vin+-vin-(9)

由公式(7)(8)(9)可知，无论比较器输入电压为多少，均可以转化为共模电压为vcm的差分信号，从而达到拓宽比较器比较范围的目的，进而拓宽rampadc量化范围。

在比较器电压比较阶段，前置放大器中第七开关与第八开关断开，第一电容两极板与第二电容两极板分别接到m4管及m5管源极与栅极上。仍对单边进行分析，此时第一电容上存储的电压值为失调电压存储阶段存储的输入管失调电压经放大输出后的电压值vout1。所以，在比较阶段，前置放大器的输出端失调电压由输入对管产生的失调电压及失调电压存储阶段存储在第一电容及第二电容上的失调电压共同作用产生。

考虑输入管m2管产生的失调电压voff1作用时产生的输出失调电压，则可将m4管看作电流源负载，偏置电压由vout1提供。则voff1单独作用时产生的失调电压vout1′为：

其中gds2为m2管交流输出导纳，gds4为m4管交流输出导纳。

考虑第一电容上存储的失调电压vout1作用时产生的输出失调电压，则可以将m4管作为输入管，m1管作为电流源负载，偏置电压由vcm提供。则vout1单独作用时产生的失调电压vout2′

将式(4)带入式(11)可得：

则输入管产生的失调电压及失调电压存储阶段存储在第一电容上的失调电压共同作用的输出端失调电压vout为：

vout＝v′out1+v′out2＝0(13)

由式(13)可知，在比较器比较阶段，前置放大器输出端的失调电压为0。

常用的失调电压校准结构一般将失调电压存储电容放在信号通路中，本发明将存储电容迁移至前置放大器电路内部，并在比较器比较阶段，将第七开关及第八开关断开，使得存储电容并不出现在比较器信号通路中，避免了对放大器极点及带宽的影响。

比较器电路第三级结构开环比较器，即两级放大器结构，电路如图5所示，本设计方法采用鱼群算法对电路参数进行设计，算法流程图如图6所示。

对于两级放大器组成的开环比较器，放大器电路的功耗、增益以及压摆率对比较器性能有着至关重要的影响。因此，本发明提出的设计方法，找到功耗、增益以及压摆率之间的关系，以电流偏置的大小ib作为鱼群算法寻优的目标函数进行优化设计。

图5可以看出，开环比较器即为两级放大器结构。可依据电路设计经验预先设置好m3及m4管宽长比。第一级结构为五管运算放大器，其增益av1为：

其中μp为p管载流子迁移率，cox为氧化层单位面积电容值，λn为n管沟道长度调制系数，λp为p管沟道长度调制系数，i6为m6管源漏电流，i8为m8管源漏电流，(w/l)6为m6管宽长比，gm6为m6管低频跨导，gds6为m6管交流输出导纳，gds8为m8管交流输出导纳。

第二级为共源极放大电路，其增益av2为：

其中μn为n管载流子迁移率，i12为m12管源漏电流，(w/l)11为m11管宽长比，gm11为m11管低频跨导,gds11为m11管交流输出导纳,gds12为m12管交流输出导纳。

电路总增益av为：

av＝av1×av2(16)

取m8管宽长比(w/l)8与m5管宽长比(w/l)5相等，则电路中电流关系为：

i10＝2i6＝2i7＝2i8＝2i9(18)

其中(w/l)12为m12管宽长比，(w/l)10为m10管宽长比，i11为m11管源漏电流，i10为m10管源漏电流，i6为m6管源漏电流，i7为m7管源漏电流，i8为m8管源漏电流，i9为m9管源漏电流，ib为偏置电流。

在rampadc电路中，比较器电路后还要接入反相器，以增大比较器电路输出信号驱动能力，同时对比较器电路输出信号进行整形。因此开环比较器电路的输出负载即为反相器电路输入门电容，取负载电容cl＝1.3ff。则开环比较器压摆率sr为：

由公式(14)至公式(20)可知，鱼群算法优化的目标函数为：

将公式(22)作为鱼群算法的目标函数，待优化参数为m6管(w/l)6，m11管(w/l)11，sr以及av且分别满足参数约束条件：0<(w/l)6<20，0<(w/l)11<20，1.25×10⁹<sr<1.5×10⁹，1000<av<2000。鱼群算法初始值选取为：人工鱼群个体大小n＝4，人工鱼移动的最大步长step＝0.3，人工鱼的感知距离visual＝2.5，觅食行为尝试的最大次数try_number＝100，拥挤度delta＝0.618，最大迭代次数maxgen＝500。目标函数的优化曲线如图7所示，最终稳定在6×10⁵，优化后两级放大器最低功耗下的增益av＝1301，压摆率sr＝1.32×10⁹，m6管(w/l)6＝8，m11管(w/l)11＝8.33，。此外，由两级放大器增益关系及电流关系，可反推出其他晶体管尺寸。

参数优化后的低失调宽范围比较器电路仿真结果曲线如图8所示，其中图8(a)为比较器的两端输入信号，其中，vin-为幅值为1v的直流电压，vin+为0.9992v～1.0008v内变化的斜坡信号，图8(b)为比较器对应的输出信号vo。比较器电路整体失调电压为0.8mv，较优化前降低约20mv。比较器电压比较范围可达到轨到轨标准，其中两级运算放大器直流功耗为13.5μw，较优化前降低了62.8％。

综上可见，本设计方法可以有效减低失调，拓宽比较器比较范围，并且采用鱼群算法对电路参数进行进一步优化设计，避免了大规模集成电路设计时手动调节参数带来的不便，大大降低了集成电路设计的难度。