车辆用灯具及其点亮电路、电流驱动器电路的制作方法

本申请是申请日为2018年11月13日，申请号为201811345510.7，发明名称为“车辆用灯具及其点亮电路、电流驱动器电路”的发明专利申请的分案申请。

本发明涉及点亮电路。

背景技术：

车辆用灯具一般能够切换近光灯和远光灯。近光灯以规定的照度对近处进行照明，且配光规定被决定为不对迎面而来的车辆或前车造成眩光，主要被用于在市区行驶的情况。另一方面，远光灯以相对高的照度对前方的宽阔范围以及远处进行照明，主要被用于在迎面而来的车辆或前车少的道路上高速行驶的情况。因此，相对于近光灯，远光灯有利于驾驶员的能见度，但存在如下问题：给位于车辆前方的车辆的驾驶员或步行者造成眩光。

近年来，提出了基于车辆周围的状态，动态地且自适应地控制远光灯的配光模式的adb(自适应驾驶灯(adaptivedrivingbeam))。adb技术检测有无车辆前方的前车、迎面而来的车辆或步行者，并对与车辆或者步行者对应的区域进行减光或者灭灯等，从而降低对车辆或者步行者造成的眩光。

图1是具备adb功能的灯具系统1001的框图。灯具系统1001具备：电池1002、开关1004、开关换流器1006、多个发光单元1008_1～1008_n以及多个电流源1010_1～1010_n、换流器控制器1012、配光控制器1014。

多个发光单元1008_1～1008_n是led(发光二极管)或ld(激光二极管)等半导体光源，与车辆前方的虚拟垂直面上的不同的多个区域相关联。多个电流源1010_1～1010_n与对应的多个发光单元1008_1～1008_n串联地设置。在第i个(1≦i≦n)发光单元1008_i中流过电流源1010_i生成的驱动电流iledi。

多个电流源1010_1～1010_n被构成为能够独立地导通、关断(或者调节电流量)。配光控制器1014控制多个电流源1010_1～1010_n的导通、关断(或者电流量)以得到期望的配光模式。

恒压输出的开关换流器1006生成足以使多个发光单元1008_1～1008_n以期望的亮度发光的驱动电压vout。着眼于第i个通道。将某驱动电流iledi流过时的发光单元1008_i的电压降(正电压)设为vfi。此外，为了生成该驱动电流iledi，电流源1010_i两端间的电压必须大于某电压(以下，称为饱和电压的vsati)。由此，关于第i个通道，以下的不等式必须成立。

vout>vfi+vsati…(1)

该关系需要在全部通道中成立。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：(日本)特开2009-012669号公报

技术实现要素：

发明所要解决的课题

为了使不等式(1)在任意状况下都成立，设输出电压vout为反馈的控制对象，并如式(2)所示考虑裕量(mergin)而较高地设定输出电压vout的目标值vout(ref)，施加反馈控制使得开关换流器1006的输出电压vout与目标值vout(ref)一致即可。

vout(ref)＝vf(mergin)+vsat(mergin)…(2)

vf(mergin)是附加了裕量的vf的最大值(或者典型值)。vsat(mergin)是附加了裕量的饱和电压vsat。

若进行该控制，则饱和电压vsat(mergin)和实际的饱和电压vsat的差分被施加于电流源1010，产生无用的功率损耗。此外，在实际的正电压vf比vf(mergin)低的情况下，它们的差分包含于电流源1010的电压降中，产生无用的功率损耗。

在车辆用灯具中，由于需要在发光单元中流过非常大的电流，此外与其他的设备相比，难以采取散热措施，因此要求尽量降低电流源中的发热量。

本发明是鉴于上述课题而完成的，其一方式的例示性的目的之一是提供能够降低功耗的点亮电路。

本发明的一方式涉及用于点亮多个半导体光源的点亮电路。点亮电路具备：多个电流源，分别应与对应的半导体光源串联地连接，分别包含与对应的半导体光源串联地设置的串联晶体管和感应电阻、以及基于感应电阻的电压降而调节串联晶体管的控制电极的电压的误差放大器；开关换流器，对由多个半导体光源和多个电流源形成的多个串联连接电路各自的两端间供给驱动电压；以及脉动控制方式的换流器控制器。换流器控制器响应于在多个电流源的任一个中，误差放大器的输出电压满足规定的接通条件，接通开关换流器的开关晶体管。

本发明的另一方式的点亮电路涉及用于点亮多个半导体光源的点亮电路。点亮电路具备：多个电流源，分别应与对应的半导体光源串联地连接；开关换流器，对由多个半导体光源和多个电流源形成的多个串联连接电路各自的两端间供给驱动电压；以及脉动控制方式的换流器控制器。换流器控制器响应于多个电流源的任一个的两端间电压下降至下限电压，接通开关换流器的开关晶体管。

本发明的又一方式涉及驱动多个半导体光源的电流驱动器电路。电流驱动器电路具备：多个电流源，分别被构成为能够对应于pwm信号而独立地导通、关断，并应与对应的半导体光源串联连接；接口电路，以第1时间间隔，从外部的处理器接收用于指示多个电流源的导通、关断的占空比的多个控制数据；以及调光脉冲发生器，生成对于多个电流源的多个pwm信号，多个pwm信号各自的占空比以比第1时间间隔短的第2时间间隔，从对应的控制数据的更新前的值向更新后的值渐变。

另外，以上结构元件的任意的组合，或将本发明的结构元件或表达在方法、装置、系统等之间互相置换，其作为本发明的方式也是有效的。

发明效果

根据本发明的一方式，能够降低功耗。

附图说明

图1是具备adb功能的灯具系统的框图。

图2是具备第1实施方式所涉及的车辆用灯具的灯具系统的框图。

图3是图2的车辆用灯具的工作波形图。

图4是示意性地表示mosfet的iv特性以及串联晶体管的工作点的迁移的图。

图5是第1实施方式的第1实施例所涉及的换流器控制器的电路图。

图6是第1实施方式的第2实施例所涉及的换流器控制器的电路图。

图7是第1实施方式的第3实施例所涉及的换流器控制器的电路图。

图8是第1实施方式的第4实施例所涉及的换流器控制器的电路图。

图9是第1实施方式的第5实施例所涉及的换流器控制器的电路图。

图10是第1实施方式的第6实施例所涉及的换流器控制器的电路图。

图11是图10的换流器控制器的具体电路图。

图12是第1实施方式的变形例所涉及的电流源的电路图。

图13(a)、13(b)、13(c)是导通信号产生电路的变形例的电路图。

图14是实施方式所涉及的电流驱动器ic以及其外围电路的电路图。

图15是电流驱动器ic的工作波形图。

图16是驱动器一体化光源的平面图以及截面图。

图17(a)、17(b)、17(c)是用于说明轻负载状态下的开关频率的下降的图。

图18是第3实施方式所涉及的车辆用灯具的框图。

图19是第4实施方式所涉及的车辆用灯具的框图。

图20是图19的车辆用灯具的工作波形图。

图21是第5实施方式所涉及的点亮电路的电路图。

图22是变形例1所涉及的车辆用灯具的电路图。

图23是具备第6实施方式所涉及的车辆用灯具的灯具系统的框图。

图24是图23的车辆用灯具的工作波形图。

图25(a)是实施方式中的阴极电压vled的波形图，图25(b)是比较技术中的阴极电压vled的波形图。

图26是第6实施方式的第1实施例所涉及的换流器控制器的电路图。

图27是第6实施方式的第2实施例所涉及的换流器控制器的电路图。

图28是第6实施方式的第3实施例所涉及的换流器控制器的电路图。

图29是第6实施方式的第4实施例所涉及的换流器控制器的电路图。

图30是第6实施方式的第5实施例所涉及的换流器控制器的电路图。

图31是第6实施方式的第6实施例所涉及的换流器控制器的电路图。

图32是图31的换流器控制器的具体的电路图。

图33是导通信号产生电路的变形例的电路图。

图34(a)、图34(b)、图34(c)是表示电流源的结构例的电路图。

图35(a)、图35(b)、图35(c)是用于说明轻负载状态下的开关频率的下降的图。

图36是第7实施方式所涉及的车辆用灯具的框图。

图37是图36的车辆用灯具的工作波形图。

图38是第8实施方式所涉及的车辆用灯具的框图。

图39是第9实施方式所涉及的车辆用灯具的框图。

图40是图39的车辆用灯具的工作波形图。

图41是第10实施方式所涉及的点亮电路的电路图。

图42是实施方式所涉及的电流驱动器ic以及其外围电路的电路图。

图43是电流驱动器ic的工作波形图。

图44是驱动器一体化光源的平面图以及截面图。

图45是变形例1所涉及的车辆用灯具的电路图。

标号说明

1灯具系统

2电池

4车辆ecu

100车辆用灯具

102半导体光源

110灯具ecu

112开关

114微型计算机

116配光控制器

200点亮电路

210电流源

m2串联晶体管

rs感应电阻

212误差放大器

214调光开关

216电流镜电路

218基准电流源

220开关换流器

m1开关晶体管

230换流器控制器

232驱动器

234逻辑电路

240导通信号产生电路

242最大值电路

244、246比较器

248逻辑门

250电阻分压电路

252比较器

254逻辑门

256最小值电路

258比较器

260关断信号产生电路

262比较器

264频率检测电路

266误差放大器

268定时器电路

270可变定时器电路

272频率检测电路

274误差放大器

300电流驱动器ic

310电流源

320接口电路

330调光脉冲发生器

400驱动器一体化光源

402半导体芯片

具体实施方式

(概要)

本说明书所公开的一实施方式涉及被构成为能够点亮多个半导体光源的点亮电路。点亮电路具备：多个电流源，分别应与对应的半导体光源串联地连接，包含分别与对应的半导体光源串联地设置的串联晶体管和感应电阻、以及基于感应电阻的电压降而调节串联晶体管的控制电极的电压的误差放大器；开关换流器，对由多个半导体光源和多个电流源形成的多个串联连接电路各自的两端间供给驱动电压；以及脉动控制方式的换流器控制器。换流器控制器响应于在多个电流源的任一个中，误差放大器的输出电压满足了规定的接通条件，从而接通开关换流器的开关晶体管。

若电流源生成的驱动电流脱离其目标值，则误差放大器的输出电压急剧变化。通过对开关换流器采用滞后控制，检测该急剧的变化而立即接通开关晶体管，从而能够将电流源的两端间电压维持于接近饱和电压的状态，并且能够降低功耗。

也可以是：串联晶体管是n型的，若在多个电流源的任一个中，误差放大器的输出电压达到规定的阈值，则换流器控制器接通开关晶体管。

也可以是：串联晶体管是n型的，换流器控制器响应于多个半导体光源所包含的多个误差放大器的输出电压的最大值满足了规定的接通条件，从而接通开关晶体管。

也可以是：串联晶体管是p型的，若在多个电流源的任一个中，误差放大器的输出电压低于规定的阈值，则换流器控制器接通开关晶体管。

换流器控制器也可以响应于驱动电压达到了上限电压，从而断开开关晶体管。上限电压可以通过反馈而被调节，使得开关晶体管的开关频率接近目标值。

换流器控制器也可以在接通了开关晶体管之后，在经过导通时间后断开开关晶体管。导通时间可以通过反馈而被调节，使得开关晶体管的开关频率接近目标值。

多个半导体光源和多个电流源也可以被模块化。若将半导体光源和电流源模块化，则其降低发热的要求进一步提高。由于引入基于误差放大器的输出电压的滞后控制而起到的降低发热的效果，在模块化的情况下特别有效。

在上述实施方式中，点亮电路能够被设置于车辆用灯具。

本说明书所公开的另一实施方式涉及被构成为能够点亮多个半导体光源的点亮电路。点亮电路具备：多个电流源，分别应与对应的半导体光源串联地连接；开关换流器，对由多个半导体光源和多个电流源形成的多个串联连接电路各自的两端间供给驱动电压；以及脉动控制方式的换流器控制器。换流器控制器响应于多个电流源的任一个的两端间电压下降至下限电压，接通开关换流器的开关晶体管。

将下限电压规定为用于保证电流源产生规定的驱动电流的最低电平，从而能够降低电流源的功率损耗。

换流器控制器也可以在接通开关晶体管之后，在经过导通时间后断开开关晶体管。

导通时间也可以被反馈控制使得开关晶体管的开关频率接近目标频率。

换流器控制器也可以响应于驱动电压达到上限电压，断开开关晶体管。

上限电压也可以被反馈控制使得开关晶体管的开关频率接近目标频率。

多个电流源也可以能够独立地控制导通、关断。下限电压也可以随着多个电流源的导通的个数减少而增大。由此，能够防止在轻负载状态下开关频率降得过低。若使下限电压增大，则电流源的发热增加，但由于成为导通的电流源的个数少，总的发热的增加不成为问题。

多个电流源也可以能够独立地导通、关断。也可以根据多个电流源的导通的个数而使目标频率变化。

多个电流源也可以能够独立地控制导通、关断。点亮电路还具备虚拟负载，被连接到开关换流器的输出，并根据多个电流源的导通的个数而启用。通过在轻负载状态下使虚拟负载进行工作，能够抑制开关频率的下降。

虚拟负载也可以在开关晶体管的断开后，在经过规定时间后，使驱动电压下降。在该情况下，能够根据规定时间而规定开关频率。

若驱动电压超过规定的阈值，则点亮电路也可以强制关断开关晶体管。

多个半导体光源和多个电流源也可以被模块化。

本说明书所公开的又一实施方式涉及驱动多个半导体光源的电流驱动器电路。电流驱动器电路具备：多个电流源，分别被构成为能够根据pwm信号而独立地导通、关断，并应与对应的半导体光源串联连接；接口电路，以第1时间间隔，从外部的处理器接收用于指示多个电流源的导通、关断的占空比的多个控制数据；以及调光脉冲发生器，生成对于多个电流源的多个pwm信号，多个pwm信号各自的占空比以比第1时间间隔短的第2时间间隔，从对应的控制数据的更新前的值向更新后的值渐变。

通过在电流驱动器电路中安装自动的占空比即亮度的渐变功能，从而不需要从处理器以高频率更新占空比的设定值。由此能够削减数据通信量。

在一实施方式中，多个pwm信号各自的占空比也可以根据设定而从对应的控制数据的更新前的值瞬时地变化为更新后的值。例如在用于可变配光灯的情况下，会发生为了防止眩光而想瞬时地对照射某个场所的半导体光源进行灭灯或者减光的状况。该功能在这种状况下发挥作用。

多个电流源也可以分别包含与对应的半导体光源串联地设置的串联晶体管以及感应电阻；基于感应电阻的电压降而调节串联晶体管的控制电极的电压的误差放大器；以及被设置在串联晶体管的栅源之间的pwm开关。

(实施方式)

以下，以优选的实施方式为基础参照附图来说明本发明。对各附图所示的相同或者等同的结构元件、部件、处理赋予相同的标号，适当地省略重复的说明。此外，实施方式是不对发明作限定的例示，实施方式所述的全部特征或其组合并不一定是发明的本质。

在本说明书中，“部件a与部件b连接的状态”是指，除了包含部件a和部件b在物理上直接连接的情况之外，还包含部件a和部件b经由不对它们的电连接状态造成实质的影响的、或者不对由它们的结合而产生的功能或效果造成损害的其他部件而间接连接的情况。

同样地，“部件c被设置于部件a和部件b之间的状态”是指，除了包含部件a和部件c，或者部件b和部件c直接连接的情况之外，还包含经由不对它们的电连接状态造成实质的影响的、或者不对由它们的结合而产生的功能或效果造成损害的其他部件而间接连接的情况。

此外在本说明书中，对电压信号、电流信号等电信号，或者电阻、电容器等电路元件附加的标号，根据需要设为表示各自的电压值、电流值、或者电阻值、电容值。

(第1实施方式)

图2是具备第1实施方式所涉及的车辆用灯具100的灯具系统1的框图。灯具系统1具备电池2、车辆ecu(电子控制单元(electroniccontrolunit))4以及车辆用灯具100。车辆用灯具100是具备adb功能的配光可变头灯，形成与来自车辆ecu4的控制信号对应的配光。

车辆用灯具100具备多个(n≧2)半导体光源102_1～102_n、灯具ecu110、以及点亮电路200。在半导体光源102中，优选使用led，但也可以使用ld或有机el等其他发光元件。各半导体光源102也可以包含串联和/或并联地连接的多个发光元件。另外通道数n并不特别限定，也可以是1。

灯具ecu110具备开关112以及微型计算机114。微型计算机(处理器)114经由can(控制器区域网络(controllerareanetwork))或lin(本地互连网络(localinterconnectnetwork))等总线而与车辆ecu4连接，从而能够接收点灭灯指示或其他信息。微型计算机114响应于来自车辆ecu4的点亮指示，导通开关112。由此来自电池2的电源电压(电池电压vbat)被供给至点亮电路200。

此外微型计算机114接收来自车辆ecu4的用于指示配光模式的控制信号，控制点亮电路200。或者微型计算机114也可以从车辆ecu4接收用于表示车辆前方的状况的信息，并基于该信息由自身生成配光模式。

点亮电路200对多个半导体光源102_1～102_n供给驱动电流iled1～iledn，以得到期望的配光模式。

点亮电路200具备多个电流源210_1～210_n、开关换流器220、以及换流器控制器230。电流源210_i(i＝1，2，…n)是与对应的半导体光源102_i串联地连接，并且使在半导体光源102_i中流过的驱动电流iledi稳定于规定的电流量的恒流驱动器。

由于多个电流源210_1～210_n结构相同，因此仅代表性地示出电流源210_1的结构。电流源210包括串联晶体管m2、感应电阻rs以及误差放大器212。串联晶体管m2以及感应电阻rs被串联地设置于驱动电流iledi的路径上。误差放大器212调节串联晶体管m2的控制电极(在本例中是栅极)的电压vg，使得感应电阻rs的电压降vcs接近目标电压vadim。在本实施例中，串联晶体管m2是n型(n沟道)的mos晶体管，在误差放大器212的一端的输入(正相输入端子)中，输入基准电压vadim，在其另一端的输入(反相输入端子)中，输入串联晶体管m2和感应电阻rs的连接节点的电压vcs(感应电阻rs的电压降)。通过误差放大器212施加反馈使得vcs接近vadim，驱动电流iled以iled(ref)＝vadim/rs作为目标量而被稳定化。

电流源210还包含用于pwm调光的开关(调光开关)214。调光开关214受由配光控制器116生成的pwm信号spwm控制。调光开关214关断时，在电流源210中流过驱动电流iled。若调光开关214导通，则串联晶体管m2关断，驱动电流iled被截断。通过使调光开关214以60hz以上的pwm频率(优选为200～300hz左右)高速地开关，并调节其占空比，从而半导体光源102被pwm调光。

开关换流器220对半导体光源102和电流源210的串联连接电路的两端间供给驱动电压vout。开关换流器220是降压换流器(buck换流器)，包含开关晶体管m1、整流二极管d1、电感器l1、以及输出电容器c1。

换流器控制器230通过脉动控制方式而控制开关换流器220。更具体而言，换流器控制器230基于误差放大器212的输出电压(即串联晶体管m2的栅极电压)vg，生成开关晶体管m1的接通的定时。具体而言，响应于误差放大器212的输出电压vg满足规定的接通条件，使控制脉冲s1迁移至导通电平(低电平)，接通开关晶体管m1。

更具体而言，若误差放大器212的输出电压vg1超过规定的阈值vth，则换流器控制器230接通开关晶体管m1。在本实施方式中，车辆用灯具100由多通道构成，监视全部通道的栅极电压vg1～vgn。若在多个电流源210的任一个中，满足上述接通条件，则换流器控制器230接通开关晶体管m1。具体而言，在开关晶体管m1的关断期间中，若某第j个通道的栅极电压vgj超过阈值vth，则换流器控制器230接通开关晶体管m1。

此外若满足规定的断开条件，则换流器控制器230使控制脉冲s1迁移至关断电平(高电平)，并断开开关晶体管m1。断开条件也可以是开关换流器220的输出电压vout达到规定的上限电压vupper。

以上是车辆用灯具100的结构。

接下来说明其工作。图3是图2的车辆用灯具100的工作波形图。图4是示意性地表示mosfet的iv特性以及串联晶体管m2的工作点的迁移的图。这里为了便于理解，设n＝3。此外设为能够忽略多个电流源210_1～210_n的元件偏差。此外，设为由于半导体光源102的元件偏差，vf1>vf2>vf3成立。此外为了便于理解，不进行pwm调光。

参照图3。在开关晶体管m1的关断期间(图中，低电平)中，开关换流器220的输出电容器c1通过作为驱动电流iled1～iled3的总和的负载电流iout而被放电，输出电压vout随着时间下降。实际上由于输出电容器c1通过在电感器l1中流过的线圈电流il和负载电流iout的差分而被充电或者放电，因此输出电压vout的增减和开关晶体管m1的导通、关断在时间轴上不一定一致。

电流源210的两端间电压，换言之电流源210和半导体光源102的连接节点的电压(阴极电压)vled1～vled3由以下的式子表示。

vled1＝vout-vf1

vled2＝vout-vf2

vled3＝vout-vf3

因此，vled1～vled3与输出电压vout保持一定的电位差而变动。由于第1通道的正电压vf1最大，因此第1通道的阴极电压vled1变为最低。

在各通道中，串联晶体管m2的漏源间电压vds成为从阴极电压vled减去了感应电阻rs的电压降vcs的电压。

vds1＝vled1-vcs1

vds2＝vled2-vcs2

vds3＝vled3-vcs3

在全部通道中的驱动电流iled的目标量iled(ref)相等，且感应电阻rs的电阻值相等时，电压降vcs1～vcs3也变为相等。此时，第1通道的漏源间电压vds1变为最小。

也可以设计元件尺寸使得串联晶体管m2主要在饱和区域工作。在饱和区域中，在某栅极电压电平v0下，不依赖于漏源间电压vds而流过目标电流iled(ref)。即在饱和区域中，通过误差放大器212施加反馈使得栅极电压vg1成为v0。随着输出电压vout的下降，工作点沿着图4的箭头(i)移动。

设为若第1通道的漏源间电压vds1低于夹断电压vp(＝vgs-vgs(th))，则如果栅源间电压vgs一定，那么漏极电流id(即驱动电流iled)下降(图4的箭头(ii))。驱动电流iled的下降表现为检测电压vcs1的下降。在图3中，放大地表示微小的检测电压vcs1的下降。通过误差放大器212的反馈，栅极电压vg1被调节至更高的电压电平v1(图4的箭头(iii))，使得下降了的检测电压vcs1接近目标电压vadim。由于误差放大器212的增益非常高，因此微小的检测电压vcs1的下降表现为一定程度上较大的栅极电压vg1的上升。若通过与阈值vth的比较而检测到此时的栅极电压vg1的上升，则接通开关晶体管m1。

若接通开关晶体管m1，则电感器l1中流过的线圈电流il增大，输出电压vout转换至上升。若输出电压vout上升，则串联晶体管m2的漏源间电压vds增大。若在饱和区域中漏源间电压vds增大，则如果栅极电压vgs是一定的，那么漏极电流id增大(图4的箭头(iv))。漏极电流id的增加表现为检测电压vcs1的上升。通过误差放大器212的反馈，栅极电压vg1被调节至低的电压电平v0(图4的箭头(v))，使得上升了的检测电压vcs1接近目标电压vadim。在开关晶体管m1的导通期间中，若输出电压vout进一步上升，则工作点沿着图4的箭头(vi)移动。

然后若输出电压vout达到上限电压vupper，则开关晶体管m1断开。点亮电路200重复该工作。

以上是点亮电路200的工作。根据该点亮电路200，能够将串联晶体管m2的工作点设定于线性区域和饱和区域的边界的附近。由此，能够减小串联晶体管m2的漏源间电压vds，能够降低串联晶体管m2中的无用的功率消耗。

说明进行了pwm调光的情况。若发生pwm调光的灭灯期间，且调光开关214导通，则栅极电压vg向下降的方向变化。因此在处于灭灯状态的通道中，不会引起栅极电压vg与阈值电压vth的交差，因此不会对开关晶体管m1的接通工作造成影响。即，不需要特别的处理，就能够将灭灯中的通道从接通条件的判定中排除。

本发明作为图2的框图或电路图而被掌握，或者涉及通过上述的说明而导出的各种装置、电路、方法，而不限定于特定的结构。以下，并不是为了缩小本发明的范围，而是为了帮助理解发明的本质或电路工作，并且使它们明确化，而说明更加具体的结构例或变形例。

(第1实施例)

图5是第1实施例所涉及的换流器控制器230a的电路图。该换流器控制器230a响应于多个通道的误差放大器212的输出电压vg1～vgn的最大值满足了规定的接通条件(即超过阈值电压vth)，接通开关晶体管m1。

导通信号产生电路240a基于多个栅极电压vg1～vgn，生成用于指示开关晶体管m1的接通的定时的导通信号son。导通信号产生电路240a包含最大值电路242以及比较器244。最大值电路242生成与多个栅极电压vg1～vgn的最大值对应的电压。最大值电路242例如能够由二极管or电路构成。二极管or电路的输出电压vg’是比多个栅极电压vg1～vgn中最大的一个要低vf的电压。vf是二极管的正向电压。

比较器244将最大值电路242的输出电压与阈值vth’进行比较。vth’被确定为比上述的阈值电压vth要低vf即可。若vg’超过vth’，换言之，若最大的栅极电压vg超过阈值vth，则作为比较器244的输出的导通信号son被断言(assert)(例如高电平)。

关断信号产生电路260a生成用于规定断开开关晶体管m1的定时的关断信号soff。分压电路261将输出电压vout分压，并将其调整到适当的电压电平。比较器262将分压后的输出电压vout’与对上限电压vupper进行调整后的阈值vupper’进行比较，若检测到vout’>vupper’，则将关断信号soff断言(例如高电平)。

逻辑电路234例如是sr触发器，响应于导通信号son的断言，而使其输出q迁移至导通电平(例如高电平)，并响应于关断信号soff的断言而将其输出q迁移至关断电平(例如低电平)。另外，在导通信号son和关断信号soff的断言同时发生时，为了将开关换流器设为更安全的状态(即开关晶体管m1的关断状态)，优选设逻辑电路234为复位优先的触发器。

驱动器232根据逻辑电路234的输出q而驱动开关晶体管m1。如图2所示，在开关晶体管m1是p沟道mosfet的情况下，作为驱动器232的输出的控制脉冲s1在输出q为导通电平时成为低电压(vbat-vg)，在输出q为关断电平时成为高电压(vbat)。

根据第1实施例，由于仅需一个比较器244即可，与第2实施例相比能够缩小电路面积。

(第2实施例)

图6是第2实施例所涉及的换流器控制器230b的电路图。导通信号产生电路240b包括多个比较器246_1～246_n以及逻辑门248。比较器246_i将对应的栅极电压vgi与阈值电压vth进行比较。逻辑门248对多个比较器246_1～246_n的输出进行逻辑运算，并生成导通信号son。在正逻辑系统的情况下，逻辑门248能够使用or门。

(第3实施例)

在车载设备中，150khz～280khz的lw带、510khz～1710khz的am带、以及2.8mhz～23mhz的sw带作为电磁噪声而被回避。因此，通常期望开关晶体管m1的开关频率稳定于lw带和am带间的大约300khz～450khz之间。

图7是第3实施例所涉及的换流器控制器230c的电路图。在本实施例中，上限电压vupper被反馈控制，使得开关晶体管m1的开关频率恒定。

关断信号产生电路260c除了比较器262，还具备频率检测电路264以及误差放大器266。频率检测电路264监视逻辑电路234的输出q或者控制脉冲s1，并生成用于表示开关频率的频率检测信号vfreq。误差放大器266将频率检测信号vfreq和用于规定开关频率的目标值的基准电压vfreq(ref)的误差放大，并生成与误差对应的上限电压vupper。

根据第3实施例，由于能够将开关频率稳定于目标值，因此降噪措施较容易。

(第4实施例)

图8是第4实施例所涉及的换流器控制器230d的电路图。换流器控制器230d也可以在接通开关晶体管m1之后，在经过导通时间ton后断开开关晶体管m1。即也可以将从开关晶体管m1的导通起经过了导通时间ton作为断开条件。

关断信号产生电路260d包含定时器电路268。定时器电路268响应于导通信号son，开始规定的导通时间ton的测量，并在经过了导通时间ton后将关断信号soff断言(例如高电平)。定时器电路268例如可以由单稳态多谐振荡器(单发脉冲发生器)构成，也可以由数字计数器或模拟定时器构成。为了检测开关晶体管m1的转换的定时，也可以代替导通信号son，而对定时器电路268输入逻辑电路234的输出q或控制脉冲s1。

(第5实施例)

图9是第5实施例所涉及的换流器控制器230f的电路图。换流器控制器230f与第4实施例同样地，在接通开关晶体管m1之后，在经过导通时间ton后断开开关晶体管m1。or门241相当于导通信号产生电路，生成导通信号son。定时器电路268是单稳态多谐振荡器等，从导通信号son的断言起规定的导通时间ton，生成成为高电平的脉冲信号sp，并供给至驱动器232。另外，考虑在起动时等，vg1～vgn不超过or门241的阈值的状况而追加or门231，将导通信号son和定时器电路268的输出sp的逻辑和sp’供给至驱动器232。

(第6实施例)

图10是第6实施例所涉及的换流器控制器230e的电路图。关断信号产生电路260e对导通时间ton进行反馈控制，使得开关频率恒定。可变定时器电路270是从导通信号son的断言起在导通时间ton的期间，生成成为高电平的脉冲信号sp的单稳态多谐振荡器，并被构成为导通时间ton根据控制电压vctrl而可变。

例如，可变定时器电路270能够包含电容器、对电容器进行充电的电流源、以及将电容器的电压与阈值进行比较的比较器。可变定时器电路270被构成为电流源生成的电流量或者阈值的至少一方根据控制电压vctrl而可变。

频率检测电路272监视逻辑电路234的输出q或者控制脉冲s1，并生成用于表示开关频率的频率检测信号vfreq。误差放大器274将频率检测信号vfreq和用于规定开关频率的目标值的基准电压vfreq(ref)的误差放大，并生成与误差对应的控制电压vctrl。

根据第6实施例，由于能够将开关频率稳定于目标值，因此降噪措施较容易。

图11是图10的换流器控制器230e的具体电路图。说明频率检测电路272的工作。电容器c11以及电阻r11是高通滤波器，能够掌握为对作为or门231的输出的脉冲信号sp’(或者控制脉冲s1)进行微分的微分电路，也能够掌握为用于检测脉冲信号sp’的边沿的边沿检测电路。若高通滤波器的输出超过阈值，即若发生脉冲信号sp’的正边沿，则晶体管tr11接通，并将电容器c12放电。在晶体管tr11关断的期间，电容器c12经由电阻r12而被充电。电容器c12的电压vc12成为与脉冲信号sp’同步的斜波，倾斜部分的时长以及峰值根据脉冲信号sp’的周期而变化。

晶体管tr12、tr13、电阻r13、r14、电容器c13是峰值保持电路，保持电容器c12的电压vc12的峰值。峰值保持电路的输出vfreq与脉冲信号sp’的周期，换言之与频率相关。

比较器comp1将频率检测信号vfreq和用于表示目标频率的基准信号vfreq(ref)进行比较。电阻r15以及电容器c14是低通滤波器，将比较器comp1的输出平滑化，并生成控制电压vctrl。控制信号vctrl经由缓冲器buf1而被输出。

说明可变定时器电路270。导通信号son被反相器273反相。若反相导通信号#son低于阈值vth1，换言之若导通信号son成为高电平，则比较器comp2的输出成为高电平，触发器srff被置位，脉冲信号sp成为高电平。

在脉冲信号sp是高电平的期间，晶体管m21是关断的。在晶体管m21关断的期间，电流源271生成与控制电压vctrl对应的可变电流ivar，对电容器c12充电。若电容器c15的电压vc15达到阈值vth2，则比较器comp3的输出成为高电平，触发器srff被复位，脉冲信号sp迁移至低电平。其结果，晶体管m21成为导通，电容器c15的电压vc15被初始化。

接下来，说明与第1实施方式关联的变形例。

(变形例1)

或者换流器控制器230也可以利用各通道的串联晶体管m2的漏极电压(半导体光源102的阴极电压)作为断开条件。例如，也可以将多个通道的半导体光源102的阴极电压中最大的一个(或者最小的一个)达到上限电压作为断开条件。

(变形例2)

在实施方式中，使用n型晶体管来作为电流源210的串联晶体管m2，但也可以使用p型晶体管(p沟道mosfet)。图12是变形例所涉及的电流源210的电路图。在该情况下，在输出电压vout下降时，为了维持驱动电流iled，在栅极电压vg下降的方向上施加反馈。因此，也可以设为接通条件为：在任一个通道中，栅极电压vg低于规定的阈值。调光开关214也可以被设置于串联晶体管m2的栅源之间。

(变形例3)

也可以由双极晶体管构成以串联晶体管m2为首的任意晶体管。在该情况下，将栅极改读为基极、将源极改读为发射极、将漏极改读为集电极即可。

(变形例4)

在实施方式中设开关晶体管m1为p沟道mosfet，但也可以使用n沟道mosfet。在该情况下，也可以追加自举电路。也可以取代mosfet而使用igbt(绝缘栅双极晶体管(insulatedgatebipolartransistor))或双极晶体管。

(变形例5)

在实施方式中，直接监视误差放大器212的输出电压(串联晶体管m2的栅极电压vg)，从而判定误差放大器212的输出电压是否满足接通条件，但本发明并不限定于此。例如也可以监视误差放大器212的内部的。且其发生电压与输出电压相关的节点，而间接地监视误差放大器212的输出电压。

(变形例6)

在实施方式中，使用比较器244来检测了误差放大器212的输出电压(栅极电压vg)的急剧的变动，但不限于此。图13(a)～(c)是导通信号产生电路240的变形例的电路图。如图13(a)所示，也可以取代图5的比较器244而使用mosfet或双极晶体管作为电压比较部件。例如也可以将最大值电路242的输出电压vg’由电阻分压电路250进行电阻分压，并将分压后的电压vg”输入晶体管252的栅极(或者基极)，并根据晶体管的导通、关断而生成导通信号son。

图13(b)是图6的变形，省略了各通道的比较器244，代之设置了具有适当的分压比的电阻分压电路254_1～254_n。分压后的栅极电压vg1’～vgn’被输入至逻辑门256。在该情况下，若任一个通道的分压后的栅极电压vg’超过逻辑门256的高/低的阈值，则导通信号son被断言。图13(c)是将图13(b)的逻辑门作为nor门的电路图。

(第2实施方式)

第2实施方式涉及电流驱动器。多个电流源210能够在一个半导体芯片上集成。以下，将其称为电流驱动器ic(集成电路(integratedcircuit))。图14是实施方式所涉及的电流驱动器ic300以及其外围电路的电路图。电流驱动器ic300除了多个电流源310_1～310_n，还具备接口电路320、调光脉冲发生器330。

如第1实施方式所述，多个电流源310_1～310_n分别被构成为能够根据pwm信号spwm1～spwmn而独立地导通、关断。电流源310_1～310_n经由阴极引脚led1～ledn，而与对应的半导体光源102_1～102_n串联地连接。

接口电路320从外部的微型计算机(处理器)114接收多个控制数据d1～dn。接口的种类并不特别限定，但例如能够使用spi(串行外设接口(serialperipheralinterface)或i²c接口。多个控制数据d1～dn指示多个电流源310_1～310_n的导通、关断的占空比，并以第1时间间隔t1而被更新。例如，第1时间间隔t1约为20ms～200ms，例如是100ms。

调光脉冲发生器330基于多个控制数据d1～dn，生成对于多个电流源310_1～310_n的多个pwm信号spwm1～spwmn。在第1实施方式(图2)中，多个pwm信号spwm1～spwmn在微型计算机114中被生成，但在第2实施方式中，多个pwm信号spwm1～spwmn的生成功能被内置于电流驱动器ic300中。

第i个pwm信号spwmi的占空比以比第1时间间隔t1短的第2时间间隔t2，从对应的控制数据di的更新前的值向更新后的值渐变(也称为渐变模式)。第2时间间隔t2约为1ms～10ms，例如是5ms。

调光脉冲发生器330除了渐变模式也能够支持非渐变模式。在非渐变模式中，第i个pwm信号spwmi的占空比能够瞬时地从对应的控制数据di的更新前的值变化为更新后的值。

也可以设非渐变模式和渐变模式能够基于来自微型计算机114的设定而动态地变更。优选地，也可以是能够按每个通道(每个调光脉冲)而单独地指定非渐变模式和渐变模式，并且用于指定模式的设定数据附带于控制数据di中。

在通过第1实施方式中说明的方式来控制开关晶体管m1的情况下，也可以将导通信号产生电路240的一部分或者全部集成于电流驱动器ic300中。要集成哪部分可以根据导通信号产生电路240的电路结构而决定，也可以被决定为使得减少换流器控制器230和电流驱动器ic300之间的配线的根数。如图14所示，在将导通信号产生电路240中的最大值电路242集成于电流驱动器ic300中的情况下，换流器控制器230和电流驱动器ic300之间的配线成为用于传输多个栅极电压中最大的电压vg’的1根。或者，如果将导通信号产生电路240整体集成于电流驱动器ic300中，则换流器控制器230和电流驱动器ic300之间的配线成为用于传输导通信号son的1根。

接下来说明电流驱动器ic300的工作。图15是电流驱动器ic300的工作波形图。这里，设pwm信号的占空比线性地变化。例如，若设t1＝100ms、t2＝5ms，则使占空比以20阶来变化即可。当更新前的控制数据的值与更新后的控制数据的值的差分是x％时，pwm信号的占空比每t2变化δy＝(δx/20)％。

以上是电流驱动器ic300的工作。该电流驱动器ic300的优点通过与比较技术的对比会更为明确。在如果没有在电流驱动器ic300中安装占空比的渐变功能的情况下，微型计算机114必须每第2时间间隔t2更新用于指示占空比的控制数据d1～dn。在半导体光源102的通道数n从几十到超过100的情况下，需要处理能力高的、因而价格高的微型计算机114。此外由于在微型计算机114和电流驱动器ic300之间需要高速通信，因此产生噪声的问题。

与此相对，根据实施方式所涉及的电流驱动器ic300，由于微型计算机114应更新控制数据d1～dn的速度下降，因此能够降低微型计算机114所要求的处理能力。此外，由于微型计算机114和电流驱动器ic300之间的通信速度也能够下降，因此能够解决噪声的问题。

优选设第1时间间隔t1为可变更的。在占空比的变化小的状况下，通过延长第1时间间隔t1，能够减少数据通信量，并能够抑制功耗、噪声。

在图15中，使占空比线性地变化，但也可以按照2次函数或指数函数等的曲线而变化。通过使用2次函数，能够实现违和感更低的自然的调光。

如图14所示，也可以将多个半导体光源102_1～102_n集成于一个半导体芯片(裸芯片)402中。进一步，也可以将半导体芯片402和电流驱动器ic300容纳于一个封装中，进行模块化。

图16是驱动器一体化光源400的平面图以及截面图。在半导体芯片402的正面上，矩阵状地形成多个半导体光源102。在半导体芯片402的背面，设置了与多个半导体光源102各自的阳极电极以及阴极电极对应的背面电极a、k。这里扩大地表示1个半导体光源102_1的连接关系。

半导体芯片402与电流驱动器ic300机械地结合，并且被电连接。在电流驱动器ic300的正面上设置了与多个半导体光源102各自的阴极电极k连接的正面电极410(图14的led1～ledn)、以及与多个半导体光源102各自的阳极电极a连接的正面电极412。正面电极412与被设置于电流驱动器ic300的背面的封装基板上的凸点(bump)(或者衬垫(pad))414连接。也可以在半导体芯片402和电流驱动器ic300之间插入未图示的中介层。

驱动器一体化光源400的封装的种类不做限定，可采用bga(球珊阵列(ballgridarray))或pga(引脚网格阵列(pingridarray))、lga(平面网格阵列(landgridarray))、qfp(四周扁平封装(quadflatpackage))等。

在半导体光源102和电流驱动器ic300是分开的模块的情况下，实施对各模块安装散热结构等措施即可。另一方面，在如图16所示的驱动器一体化光源400中，需要对光源102的发热加上电流驱动器210的发热的发热量进行散热。因此，会需要非常大的散热结构。通过采用实施方式所涉及的点亮电路200，能够抑制电流源210的发热量，所以能够减小应在驱动器一体化光源400上安装的散热结构。

(第3实施方式)

在第1实施方式所涉及的车辆用灯具100中，在点亮的光源102的个数减少的轻负载状态下，有时开关频率会下降。

图17(a)～(c)是用于说明轻负载状态下的开关频率的下降的图。如图17(a)、(b)所示，在图7或图10的实施例中，通过对导通时间ton或者输出电压vout的上限vupper进行反馈控制，从而使频率稳定化。

但是，由于若过度缩短控制脉冲s1的脉宽，则不能够接通开关晶体管m1，因此控制脉冲s1的脉宽不能够比某个最小脉宽更短。换言之在轻负载状态下，控制脉冲s1的脉宽被固定于最小脉宽(图17(c))。输出电压vout的下降坡度的斜率，与负载电流，即点亮状态的半导体光源102的个数对应。在点亮数少的状态下，下降坡度的斜率接连变小，开关频率变低。因此，即使在进行了频率的稳定化控制的情况下，也会发生开关频率进入lw带的状况。

图18是第3实施方式所涉及的车辆用灯具100x的框图。车辆用灯具100x除了图2的车辆用灯具100，还具备频率设定电路290。在该实施方式中换流器控制器230具备频率稳定化功能，因此，能够由图7或图10的换流器控制器230c或230e构成。

频率设定电路290根据多个电流源210的导通的个数(点亮数)，使目标频率变化。更具体而言，若导通的个数小于某个阈值则判定为轻负载状态，将目标频率设定为低于原始目标频率并且不包含在被设为电磁噪声的带域中的其他频率。在将通常的目标频率设定于lw带和am带间的大约300khz～450khz之间的情况下，将轻负载状态的目标频率设定为低于lw带并且高于可听带域的带域(例如100khz)即可。

在图7或者图10中，由于目标频率基于基准电压vfreq(ref)而被规定，因此频率设定电路290在点亮数低于某个阈值的状态下，使基准电压vfreq(ref)下降即可。

根据第3实施方式，在轻负载状态下频率下降，但能够避开应作为电磁噪声而回避的频率。

(第4实施方式)

图19是第4实施方式所涉及的车辆用灯具100y的框图。车辆用灯具100y除了图2的车辆用灯具100，还具备虚拟负载292，虚拟负载控制电路294。

虚拟负载292被连接到开关换流器220的输出，并且在启用状态下，将开关换流器220的电容器c1的电荷放电，使输出电压vout下降。虚拟负载控制电路294基于多个电流源的导通的个数，控制虚拟负载292的启用、禁用。

虚拟负载292包含被设置于开关换流器220的输出和接地之间的晶体管的开关。在从开关晶体管m1的断开起经过规定时间τ之后，虚拟负载控制电路294将启用信号en断言(例如高电平)，接通虚拟负载292的开关。

图20是图19的车辆用灯具100y的工作波形图。若成为轻负载状态，则启用信号en每个周期就被断言一次，输出电压vout瞬时下降。然后若输出电压vout下降到与下限电压vbottom对应的电压电平，则控制脉冲s1成为高电平。即开关晶体管m1的关断时间toff的上限被规定时间τ所限制。由此能够抑制轻负载状态下的开关频率的下降。

虚拟负载292可以是能够通断的恒定电流源，也可以是开关和电阻的组合。

(第5实施方式)

参照图2。一般地，晶体管的导通电阻和耐压处于互相权衡的关系。在开关换流器的输出电压vout超调时，对构成电流源210的晶体管施加的电压增加。因此，需要使用高耐压元件来构成电流源210，但由于高耐压元件的导通电阻ron大，因此必须将下限电压vbottom设定得高，存在功耗以及发热变大的问题。

图21是第5实施方式所涉及的点亮电路200z的电路图。若驱动电压vout超过规定的阈值vth，则点亮电路200z强制关断开关晶体管m1。点亮电路200z具备电阻r31、r32、电压比较器238。电压比较器238将被电阻r31、r32分压的驱动电压vout’与阈值vth’进行比较，并检测驱动电压vout的过电压状态。

换流器控制器230p具备脉冲调制器235、逻辑门233、驱动器232。脉冲调制器235是图5～图11的换流器控制器230a～230e中除去驱动器232的部分，其生成控制脉冲s1’。逻辑门233在电压比较器238的输出s2表示vout’<vth’时，使控制脉冲s1’直接通过，在电压比较器238的输出s2表示vout’>vth’时，将控制脉冲s1’的电平强制地置位于开关晶体管m1断开的电平。在本例中，开关晶体管m1是n沟道mosfet，s1为低电平时成为关断。电压比较器238的输出s2在vout’>vth’时是低电平，逻辑门233是and门。

在本实施方式中，能够通过使用低导通电阻的晶体管来构成电流源210从而降低功耗。作为交换，晶体管的耐压变低，但在发生开关换流器的输出电压vout超调的情况下，通过立刻停止开关晶体管m1，能够避免对电流源的晶体管(例如图13(a)、(b)的晶体管m2、图13(c)的电流镜电路216的输出侧的晶体管)施加过电压。

在以上的说明中，电流源210被构成为灌电流(sink)型，并连接到半导体光源102的阴极，但并不限定于此。图22是变形例1所涉及的车辆用灯具100的电路图。在该变形例中，将半导体光源102的阴极共通地连接，并在半导体光源102的阳极侧连接拉电流(source)型的电流源210。电流源210设为如下结构即可：将图2(或者图12)的结构上下反转，并根据需要而置换晶体管的极性(p和n)。

(第6实施方式)

图23是具备第6实施方式所涉及的车辆用灯具100的灯具系统1的框图。灯具系统1具备电池2、车辆ecu(电子控制单元(electroniccontrolunit))4以及车辆用灯具100。车辆用灯具100是具备adb功能的配光可变头灯，形成与来自车辆ecu4的控制信号对应的配光。

车辆用灯具100具备多个(n≧2)半导体光源102_1～102_n、灯具ecu110、以及点亮电路200。在半导体光源102中，优选使用led，但也可以使用ld或有机el等其他发光元件。各半导体光源102也可以包含串联和/或并联地连接的多个发光元件。另外通道数n并不特别限定，也可以是1。

灯具ecu110具备开关112以及微型计算机114。微型计算机(处理器)114经由can(控制器区域网络(controllerareanetwork))或lin(本地互连网络(localinterconnectnetwork))等总线而与车辆ecu4连接，能够接收点灭灯指示或其他信息。微型计算机114响应于来自车辆ecu4的点亮指示，导通开关112。由此来自电池2的电源电压(电池电压vbat)被供给至点亮电路200。

此外微型计算机114接收来自车辆ecu4的用于指示配光模式的控制信号，控制点亮电路200。或者微型计算机114也可以从车辆ecu4接收用于表示车辆前方的状况的信息，并基于该信息而由自身生成配光模式。

点亮电路200对多个半导体光源102_1～102_n供给驱动电流iled1～iledn，以得到期望的配光模式。

点亮电路200具备多个电流源210_1～210_n、开关换流器220、以及换流器控制器230。电流源210_i(i＝1，2，…n)是与对应的半导体光源102_i串联地连接，并且使在半导体光源102_i中流过的驱动电流iledi稳定于规定的电流量的恒流驱动器。

多个电流源210_1～210_n被构成为能够根据配光控制器116生成的pwm信号spwm1～spwmn而独立地控制导通、关断。在pwm信号spwmi为导通电平(例如高电平)时，流过驱动电流iledi，半导体光源102_i点亮。pwm信号spwmi为关断电平(例如低电平)时，驱动电流iledi成为零，半导体光源102_i灭灯。通过使pwm信号spwmi的占空比变化，半导体光源102_i的实际的亮度变化(pwm调光)。

开关换流器220对半导体光源102和电流源210的串联连接电路的两端间供给驱动电压vout。开关换流器220是降压换流器(buck换流器)，包含开关晶体管m1、整流二极管d1、电感器l1、以及输出电容器c1。

换流器控制器230通过脉动控制方式而控制开关换流器220。更具体而言，换流器控制器230响应于多个电流源210的任一个的两端间电压，换言之，任一个电流源210和与其对应的半导体光源102的连接节点的电压vled下降至规定的下限电压vbottom，接通开关换流器220的开关晶体管m1。

此外若满足规定的断开条件，则换流器控制器230使控制脉冲s1迁移至关断电平(高电平)，断开开关晶体管m1。断开条件也可以是开关换流器220的输出电压vout达到规定的上限电压vupper。

以上是车辆用灯具100的结构。接下来说明其工作。图24是图23的车辆用灯具100的工作波形图。这里为了便于理解，设n＝3。此外设为能够忽略多个电流源210_1～210_n的元件偏差。此外，设为由于半导体光源102的元件偏差，vf1>vf2>vf3成立。此外为了便于理解不进行pwm调光。

在开关晶体管m1的关断期间(图中，低电平)中，开关换流器220的输出电容器c1通过作为驱动电流iled1～iled3的总和的负载电流iout而被放电，输出电压vout随着时间下降。实际上由于输出电容器c1通过在电感器l1中流过的线圈电流il和负载电流iout的差分而被充电或者放电，因此输出电压vout的增减和开关晶体管m1的导通、关断在时间轴上不一定一致。

电流源210的两端间电压，即电流源210和半导体光源102的连接节点的电压(阴极电压)vled1～vled3由以下的式子表示。

vled1＝vout-vf1

vled2＝vout-vf2

vled3＝vout-vf3

因此，vled1～vled3与输出电压vout保持一定的电位差而变动。由于第1通道的正电压vf1最大，因此第1通道的阴极电压vled1变为最低。

若在第1通道中，阴极电压vled1下降至下限电压vbottom，则开关晶体管m1接通。

若接通开关晶体管m1，则电感器l1中流过的线圈电流il增大，输出电压vout转换至上升。然后若输出电压vout达到上限电压vupper，则开关晶体管m1断开。点亮电路200重复该工作。

以上是点亮电路200的工作。根据该点亮电路200，能够将电流源210的两端间电压维持于保证产生规定的驱动电流iled的最低电平的附近，并能够降低功耗。

作为其他方式(比较技术)，考虑使用误差放大器，使阴极电压vled1～vledn的最低电压接近规定的目标电压vref的反馈控制。

图25(a)是实施方式中的阴极电压vled的波形图，图25(b)是比较技术中的阴极电压vled的波形图。这里所示的阴极电压vled是多个阴极电压中的最低电压vmin。

在比较技术中，通过反馈循环中设置的相位补偿滤波器的响应特性，阴极电压vled1～vledn的最低电压vmin的平均值接近目标电压vref。即最低电压vmin的下限值vmin_bottom变得低于目标电压vref。此时的下限值vmin_bottom和目标电压vref的差分根据状况而变化，是不定的。为了电路的稳定工作，需要设想如图25(b)中实线所示那样大的差分δv，而将vref规定得较高。然而若发生如点划线所示那样差分δv’小的状况，则阴极电压vled变得高于下限电压vbottom，在电流源中无用的电力被消耗。根据实施方式，如图25(a)所示，由于能够使阴极电压vled的下限值靠近下限电压vbottom，因此相比于比较技术更能够降低功耗。

本发明作为图23的框图或电路图而被掌握，或者涉及通过上述的说明而导出的各种装置、电路、方法，而不限定于特定的结构。以下，并不是为了缩小本发明的范围，而是为了帮助理解发明的本质或电路工作，并且使它们明确化，而说明更加具体的结构例或变形例。

(第1实施例)

图26是第1实施例所涉及的换流器控制器230f的电路图。导通信号产生电路240f包含多个比较器252_1～252_n和逻辑门254。比较器252_i将对应的阴极电压vledi与下限电压vbottom进行比较，若成为vledi<vbottom，则生成被断言(例如高电平)的比较信号。逻辑门254对多个比较器252_1～252_n的输出(比较信号)scmp1～scmpn进行逻辑运算，若至少一个比较信号被断言，则将导通信号son断言。在本例中逻辑门254是or门。

关断信号产生电路260f生成用于规定断开开关晶体管m1的定时的关断信号soff。分压电路261将输出电压vout分压，并将其调整到适当的电压电平。比较器262将分压后的输出电压vout’与对上限电压vupper进行调整后的阈值vupper’进行比较，若检测到vout>vupper，则将关断信号soff断言(例如高电平)。

逻辑电路234例如是sr触发器，响应于导通信号son的断言，使其输出q迁移至导通电平(例如高电平)，并响应于关断信号soff的断言而将其输出q迁移至关断电平(例如低电平)。另外，在导通信号son和关断信号soff的断言同时发生时，为了将开关换流器设为更安全的状态(即开关晶体管m1的关断状态)，优选设逻辑电路234为复位优先的触发器。

驱动器232根据逻辑电路234的输出q而驱动开关晶体管m1。如图23所示，在开关晶体管m1是p沟道mosfet的情况下，作为驱动器232的输出的控制脉冲s1在输出q为导通电平时成为低电压(vbat-vg)，在输出q为关断电平时成为高电压(vbat)。

(第2实施例)

图27是第2实施例所涉及的换流器控制器230g的电路图。导通信号产生电路240g包含最小值电路256和比较器258。最小值电路256输出对应于多个阴极电压vled1～vledn中最小的一个的电压vmin。最小值电路256使用公知技术即可。比较器258将电压vmin与对应于下限电压vbottom的阈值vbottom’进行比较，若成为vmin<vbottom’，则将导通信号son断言(例如高电平)。

在第1实施例中，在通道数多的情况下，比较器组的电路面积大，芯片尺寸变大。与此相对，根据第2实施例，由于仅需一个比较器，因此能够缩小电路面积。

(第3实施例)

在车载设备中，150khz～280khz的lw带、510khz～1710khz的am带、以及2.8mhz～23mhz的sw带作为电磁噪声而被回避。因此，通常期望开关晶体管m1的开关频率稳定于lw带和am带间的大约300khz～450khz之间。

图28是第3实施例所涉及的换流器控制器230h的电路图。在本实施例中，上限电压vupper被反馈控制，使得开关晶体管m1的开关频率恒定。

关断信号产生电路260h除了比较器262，还具备频率检测电路264以及误差放大器266。频率检测电路264监视逻辑电路234的输出q或者控制脉冲s1，并生成用于表示开关频率的频率检测信号vfreq。误差放大器266将频率检测信号vfreq和用于规定开关频率的目标值(目标频率)的基准电压vfreq(ref)的误差放大，并生成与误差对应的上限电压vupper。

根据第3实施例，由于能够将开关频率稳定于目标值，因此降噪措施较容易。

(第4实施例)

图29是第4实施例所涉及的换流器控制器230i的电路图。换流器控制器230i也可以在接通开关晶体管m1之后，在经过导通时间ton后断开开关晶体管m1。即也可以将从开关晶体管m1的断开起经过了导通时间ton作为断开条件。

关断信号产生电路260i包含定时器电路268。定时器电路268响应于导通信号son，开始规定的导通时间ton的测量，并在经过了导通时间ton后将关断信号soff断言(例如高电平)。定时器电路268例如可以由单稳态多谐振荡器(单发脉冲发生器)构成，也可以由数字计数器或模拟定时器构成。为了检测开关晶体管m1的转换的定时，也可以代替导通信号son，而对定时器电路268输入逻辑电路234的输出q或控制脉冲s1。

(第5实施例)

图30是第5实施例所涉及的换流器控制器230j的电路图。换流器控制器230j与第4实施例同样地，在接通开关晶体管m1之后，在经过导通时间ton后断开开关晶体管m1。or门241相当于导通信号产生电路，生成导通信号son。定时器电路268是单稳态多谐振荡器等，从导通信号son的断言起规定的导通时间ton期间，生成成为高电平的脉冲信号sp，并供给至驱动器232。另外，考虑在起动时等，vg1～vgn不超过or门241的阈值的状况而追加or门231，将导通信号son和定时器电路268的输出sp的逻辑和sp’供给至驱动器232。

(第6实施例)

图31是第6实施例所涉及的换流器控制器230k的电路图。关断信号产生电路260k对导通时间ton进行反馈控制，使得开关频率恒定。可变定时器电路270是从导通信号son的断言起在导通时间ton的期间，生成成为高电平的脉冲信号sp的单稳态多谐振荡器，并被构成为导通时间ton根据控制电压vctrl而可变。

例如，可变定时器电路270能够包含电容器、对电容器进行充电的电流源、以及将电容器的电压与阈值进行比较的比较器。可变定时器电路270被构成为电流源生成的电流量或者阈值的至少一方根据控制电压vctrl而可变。

频率检测电路272监视逻辑电路234的输出q或者控制脉冲s1，并生成用于表示开关频率的频率检测信号vfreq。误差放大器274将频率检测信号vfreq和用于规定开关频率的目标值(目标频率)的基准电压vfreq(ref)的误差放大，并生成与误差对应的控制电压vctrl。

根据第6实施例，由于能够将开关频率稳定于目标值，因此降噪措施较容易。

图32是图31的换流器控制器230k的具体电路图。说明频率检测电路272的工作。电容器c11以及电阻r11是高通滤波器，能够掌握为对or门231的输出(或者控制脉冲s1)进行微分的微分电路，也能够掌握为用于检测脉冲信号sp’的边沿的边沿检测电路。若高通滤波器的输出超过阈值，即若脉冲信号sp’的正边沿发生，则晶体管tr11接通，并将电容器c12放电。在晶体管tr11关断的期间，电容器c12经由电阻r12而被充电。电容器c12的电压vc12成为与脉冲信号sp’同步的斜波，倾斜部分的时长以及峰值根据脉冲信号sp’的周期而变化。

晶体管tr12、tr13、电阻r13、r14、电容器c13是峰值保持电路，保持电容器c12的电压vc12的峰值。峰值保持电路的输出vfreq与脉冲信号sp’的周期，换言之与频率相关。

比较器comp1将频率检测信号vfreq和用于表示目标频率的基准信号vfreq(ref)进行比较。电阻r15以及电容器c14是低通滤波器，将比较器comp1的输出平滑化，并生成控制电压vctrl。控制信号vctrl经由缓冲器buf1而被输出。

说明可变定时器电路270。导通信号son被反相器273反相。若反相导通信号#son低于阈值vth1，换言之若导通信号son成为高电平，则比较器comp2的输出成为高电平，触发器srff被置位，脉冲信号sp成为高电平。

在脉冲信号sp是高电平的期间，晶体管m21是关断的。在晶体管m21关断的期间，电流源271生成与控制电压vctrl对应的可变电流ivar，对电容器c15充电。若电容器c15的电压vc15达到阈值vth2，则比较器comp3的输出成为高电平，触发器srff被复位，脉冲信号sp迁移至低电平。其结果，晶体管m21成为导通，电容器c15的电压vc15被初始化。

图33是导通信号产生电路240的变形例的电路图。若如图26所示使用比较器252，则尽管能够进行高精度的电压比较，但电路面积变大，成本变高。因此如图33所示，能够使用由晶体管简易地构成的电压比较部件。电压比较部件253包含具有pnp型双极晶体管tr21的源极跟随器255和比较电路257。前级的源极跟随器255的输出(vled+vbe)被电阻r21、r22分压，并被输入晶体管tr22的基极。若监视对象的电压vled下降，则晶体管tr22的基极电压下降，并且若低于双极晶体管的导通电压，则晶体管tr22的电流被截断，电压比较部件253的输出成为高电平。

在图33中，将多个电压比较部件253的输出输入到or门254，但并不限定于此。也可以省略or门254，而将多个电压比较部件253的晶体管tr22的集电极共通地连接，并在共通的集电极和电源线vcc之间设置共通的电阻。

图34(a)～(c)是表示电流源210的结构例的电路图。图34(a)的电流源210包括串联晶体管m2、感应电阻rs以及误差放大器212。串联晶体管m2以及感应电阻rs被串联地设置于驱动电流iledi的路径上。误差放大器212调节串联晶体管m2的控制电极(在本例中是栅极)的电压vg，使得感应电阻rs的电压降vcs接近目标电压vadim。在本实施例中，串联晶体管m2是n型(n沟道)的mos晶体管，在误差放大器212的一端的输入(正相输入端子)中，输入基准电压vadim，在其另一端的输入(反相输入端子)中，输入串联晶体管m2和感应电阻rs的连接节点的电压vcs(感应电阻rs的电压降)。通过误差放大器212施加反馈使得vcs接近vadim，驱动电流iled以iled(ref)＝vadim/rs作为目标量而被稳定化。

电流源210还包含用于pwm调光的开关(调光开关)214。调光开关214由配光控制器116生成的pwm信号spwm控制。调光开关214关断时，在电流源210中流过驱动电流iled。若调光开关214导通，则串联晶体管m2关断，驱动电流iled被截断。通过使调光开关214以60hz以上的pwm频率(优选为200～300hz左右)高速地开关，并调节其占空比，从而半导体光源102被pwm调光。

图34(b)的电流源210使用p沟道mosfet作为串联晶体管。误差放大器212的输入的极性与图34(a)相反。

在图34(a)或(b)的电流源210的情况下，下限电压vbottom如下规定即可。δv是适当的裕量。

vbottom＝rs×iled+vsat+δv

图34(c)的电流源210包含电流镜电路216和基准电流源218。电流镜电路216对基准电流源218生成的基准电流iref乘以由镜比(mirrorratio)决定的规定系数而生成驱动电流iled。在图34(c)的电流源210的情况下，下限电压vbottom如下规定即可。

vbottom＝vsat+δv

vsat是电流镜电路的饱和电压，δv是适当的裕量。

(第7实施方式)

在第6实施方式中固定了下限电压。在该情况下，在点亮的光源102的个数减少的轻负载状态下，有时开关频率会下降。

图35(a)～(c)是用于说明轻负载状态下的开关频率的下降的图。如图35(a)、(b)所示，在图28或图31的实施例中，通过对导通时间ton或者输出电压vout的上限vupper进行反馈控制，从而使频率稳定化。

但是，由于若过度缩短控制脉冲s1的脉宽，则不能够接通开关晶体管m1，因此控制脉冲s1的脉宽不能够比某个最小脉宽更短。换言之在轻负载状态下，控制脉冲s1的脉宽被固定于最小脉宽(图35(c))。输出电压vout的下降坡度的斜率，与负载电流，即点亮状态的半导体光源102的个数对应。在点亮数少的状态下，下降坡度的斜率接连变小，开关频率变低。因此，即使在进行了频率的稳定化控制的情况下，也会发生开关频率进入lw带的状况。

因此在第7实施方式中，根据负载的状态而动态地控制下限电压vbottom，抑制开关频率的下降。

图36是第7实施方式所涉及的车辆用灯具100m的框图。车辆用灯具100m除了图23的车辆用灯具100，还具备下限电压设定电路280。下限电压设定电路280随着多个电流源210的导通的个数减少而使下限电压vbottom增大。下限电压vbottom可以以2个阶段变化，也可以以更多阶数来变化。

例如下限电压设定电路280也可以基于由配光控制器116生成的pwm信号spwm1～spwmn来判定点亮数。或者下限电压设定电路280也可以从微型计算机114接收表示点亮数的信号或基于点亮数而被决定的下限电压vbottom的指令值。或者在后述的图42的结构中，也可以基于接口电路320接收的信号来判定点亮数。

换流器控制器230的结构并不特别限定，可以是上述任一个结构。

图37是图36的车辆用灯具100m的工作波形图。若点亮数减少，且负载电流减少，则输出电压vout的下降坡度变得平坦。通过随着坡度的斜率的减小，使下限电压vbottom上升，从而输出电压vout的下限电压上升，抑制关断时间toff变长。

由此，能够防止在轻负载状态下，开关频率变得过低。另外若使下限电压vbottom增大，则电流源210的发热增加，但由于成为导通的电流源210的个数减少，因此总的发热的增加不成为问题。在图37中，不仅限于下限电压vbottom变化以使得开关频率在实质上成为恒定，只要开关频率不进入成为噪声的对象的带域，开关频率也可以变动。

(第8实施方式)

图38是第8实施方式所涉及的车辆用灯具100n的框图。车辆用灯具100x除了图23的车辆用灯具100，还具备频率设定电路290。在该实施方式中换流器控制器230具备频率稳定化功能，因此，能够由图28或图31的换流器控制器230h或230j构成。

频率设定电路290根据多个电流源210的导通的个数(点亮数)，使目标频率变化。更具体而言，若导通的个数小于某个阈值则判定为轻负载状态，将目标频率设定为低于原始目标频率并且不包含在被设为电磁噪声的带域中的其他频率。在将通常的目标频率设定于lw带和am带间的大约300khz～450khz之间的情况下，将轻负载状态的目标频率设定为低于lw带并且高于可听带域的带域(例如100khz)即可。

在图28或者图31中，由于目标频率基于基准电压vfreq(ref)而被规定，因此频率设定电路290在点亮数低于某个阈值的状态下，使基准电压vfreq(ref)下降即可。

根据第8实施方式，在轻负载状态下频率下降，但能够避开应作为电磁噪声而回避的频率。

(第9实施方式)

图40是第9实施方式所涉及的车辆用灯具100o的框图。车辆用灯具100o除了图23的车辆用灯具100，还具备虚拟负载292，虚拟负载控制电路294。

虚拟负载292被连接到开关换流器220的输出，并且在启用状态下，将开关换流器220的电容器c1的电荷放电，使输出电压vout下降。虚拟负载控制电路294基于多个电流源的导通的个数，控制虚拟负载292的启用、禁用。

虚拟负载292包含被设置于开关换流器220的输出和接地之间的晶体管的开关。在从开关晶体管m1的断开起经过规定时间τ之后，虚拟负载控制电路294将启用信号en断言(例如高电平)，接通虚拟负载292的开关。

图40是图39的车辆用灯具100o的工作波形图。若成为轻负载状态，则启用信号en在每个周期就被断言一次，输出电压vout瞬时下降。然后若输出电压vout下降到与下限电压vbottom对应的电压电平，则控制脉冲s1成为高电平。即开关晶体管m1的关断时间toff的上限被规定时间τ所限制。由此能够抑制轻负载状态下的开关频率的下降。

虚拟负载292可以是能够通断的恒定电流源，也可以是开关和电阻的组合。

(第10实施方式)

参照图23。一般地，晶体管的导通电阻和耐压处于互相权衡的关系。在开关换流器的输出电压vout超调时，对构成电流源210的晶体管施加的电压增加。因此，需要使用高耐压元件来构成电流源210，但由于高耐压元件的导通电阻ron大，因此必须将下限电压vbottom设定得高，存在功耗以及发热变大的问题。

图41是第10实施方式所涉及的点亮电路200p的电路图。若驱动电压vout超过规定的阈值vth，则点亮电路200p强制关断开关晶体管m1。点亮电路200p具备电阻r31、r32、电压比较器238。电压比较器238将被电阻r31、r32分压的驱动电压vout’与阈值vth’进行比较，并检测驱动电压vout的过电压状态。

换流器控制器230p具备脉冲调制器235、逻辑门233、驱动器232。脉冲调制器235是图28～图31的换流器控制器230f～230k中除去驱动器232的部分，其生成控制脉冲s1’。逻辑门233在电压比较器238的输出s2表示vout’<vth’时，使控制脉冲s1’直接通过，在电压比较器238的输出s2表示vout’>vth’时，将控制脉冲s1’的电平强制地置位于开关晶体管m1断开的电平。在本例中，开关晶体管m1是n沟道mosfet，s1为低电平时成为关断。电压比较器238的输出s2在vout’>vth’时是低电平，逻辑门233是and门。

在本实施方式中，使用低导通电阻的晶体管来构成电流源210从而能够降低功耗。作为交换，晶体管的耐压变低，但在发生开关换流器的输出电压vout超调的情况下，通过立刻停止开关晶体管m1，能够避免对电流源的晶体管(例如图34(a)、(b)的晶体管m2、图34(c)的电流镜电路216的输出侧的晶体管)施加过电压。

<驱动器一体化光源>

接下来，说明驱动器一体化光源。多个电流源210能够在一个半导体芯片上集成。以下，将其称为电流驱动器ic(集成电路(integratedcircuit))。图42是实施方式所涉及的电流驱动器ic300以及其外围电路的电路图。电流驱动器ic300除了多个电流源310_1～310_n，还具备接口电路320、调光脉冲发生器330。

多个电流源310_1～310_n分别被构成为能够根据pwm信号spwm1～spwmn而独立地导通、关断。电流源310_1～310_n经由阴极引脚led1～ledn，而与对应的半导体光源102_1～102_n串联地连接。

接口电路320从外部的微型计算机(处理器)114接收多个控制数据d1～dn。接口的种类并不特别限定，但例如能够使用spi(串行外设接口(serialperipheralinterface)或i²c接口。多个控制数据d1～dn指示多个电流源310_1～310_n的导通、关断的占空比，并以第1时间间隔t1而被更新。例如，第1时间间隔t1约为20ms～200ms，例如是100ms。

调光脉冲发生器330基于多个控制数据d1～dn，生成对于多个电流源310_1～310_n的多个pwm信号spwm1～spwmn。在图23的实施方式中，多个pwm信号spwm1～spwmn在微型计算机114中被生成，但在第7实施方式中，多个pwm信号spwm1～spwmn的生成功能被内置于电流驱动器ic300中。

第i个pwm信号spwmi的占空比以比第1时间间隔t1短的第2时间间隔t2，从对应的控制数据di的更新前的值向更新后的值渐变(也称为渐变模式)。第2时间间隔t2约为1ms～10ms，例如是5ms。

调光脉冲发生器330除了渐变模式也能够支持非渐变模式。在非渐变模式中，第i个pwm信号spwmi的占空比能够瞬时地从对应的控制数据di的更新前的值变化为更新后的值。

也可以设非渐变模式和渐变模式能够基于来自微型计算机114的设定而动态地变更。优选地，也可以是能够按每个通道(每个调光脉冲)而单独地指定非渐变模式和渐变模式，并且用于指定模式的设定数据附带于控制数据di中。

也可以将导通信号产生电路240的一部分或者全部集成于电流驱动器ic300中。要集成哪部分可以根据导通信号产生电路240的电路结构而决定，也可以被决定为使得减少换流器控制器230和电流驱动器ic300之间的配线的根数。如图42所示，在将导通信号产生电路240整体集成于电流驱动器ic300中的情况下，则换流器控制器230和电流驱动器ic300之间的配线成为用于传输导通信号son的1根。或者在采用图27的导通信号产生电路240g的情况下，如果将最小值电路256集成到电流驱动器ic300中，则换流器控制器230和电流驱动器ic300之间的配线成为用于传输最小电压vmin的一根。

接下来说明电流驱动器ic300的工作。图43是电流驱动器ic300的工作波形图。这里，设pwm信号的占空比线性地变化。例如，若设t1＝100ms、t2＝5ms，则使占空比以20阶来变化即可。当更新前的控制数据的值与更新后的控制数据的值的差分是x％时，pwm信号的占空比每t2变化δy＝(δx/20)％。

以上是电流驱动器ic300的工作。该电流驱动器ic300的优点通过与比较技术的对比会更为明确。在如果没有在电流驱动器ic300中安装占空比的渐变功能的情况下，微型计算机114必须每第2时间间隔t2更新用于指示占空比的控制数据d1～dn。在半导体光源102的通道数n从几十到超过100的情况下，需要处理能力高的、因而价格高的微型计算机114。此外由于在微型计算机114和电流驱动器ic300之间需要高速通信，因此产生噪声的问题。

与此相对，根据实施方式所涉及的电流驱动器ic300，由于微型计算机114应更新控制数据d1～dn的速度下降，因此能够降低微型计算机114所要求的处理能力。此外，由于微型计算机114和电流驱动器ic300之间的通信速度也能够下降，因此能够解决噪声的问题。

优选设第1时间间隔t1为可变更的。在占空比的变化小的状况下，通过延长第1时间间隔t1，能够减少数据通信量，并能够抑制功耗、噪声。

在图43中，使占空比线性地变化，但也可以按照2次函数或指数函数等的曲线而变化。通过使用2次函数，能够实现违和感更低的自然的调光。

如图42所示，也可以将多个半导体光源102_1～102_n集成于一个半导体芯片(裸芯片)402中。进一步，也可以将半导体芯片402和电流驱动器ic300容纳于一个封装中，进行模块化。

图44是驱动器一体化光源400的平面图以及截面图。在半导体芯片402的正面上，矩阵状地形成多个半导体光源102。在半导体芯片402的背面，设置了与多个半导体光源102各自的阳极电极以及阴极电极对应的背面电极a、k。这里仅表示1个半导体光源102_1的连接关系。

半导体芯片402与电流驱动器ic300机械地结合，并且电连接。在电流驱动器ic300的正面上设置了与多个半导体光源102各自的阴极电极k连接的正面电极410(图42的led1～ledn)、与多个半导体光源102各自的阳极电极a连接的正面电极412。正面电极412与被设置于电流驱动器ic300的背面的封装基板上的凸点(bump)(或者衬垫(pad))414连接。也可以在半导体芯片402和电流驱动器ic300之间插入未图示的中介层。

驱动器一体化光源400的封装的种类不做限定，可采用bga(球珊阵列(ballgridarray))或pga(引脚网格阵列(pingridarray))、lga(平面网格阵列(landgridarray))、qfp(四周扁平封装(quadflatpackage))等。

在半导体光源102和电流驱动器ic300是分开的模块的情况下，实施对各模块安装散热结构等措施即可。另一方面，在如图44所示的驱动器一体化光源400中，需要对光源102的发热加上电流源210的发热的发热量进行散热。因此，会需要非常大的散热结构。由于通过采用实施方式所涉及的点亮电路200，能够抑制电流源210的发热量，所以能够减小应在驱动器一体化光源400上安装的散热结构。

<变形例>

最后说明变形例。

(变形例1)

在实施方式中，电流源210被构成为灌电流(sink)型，并连接到半导体光源102的阴极，但并不限定于此。图45是变形例1所涉及的车辆用灯具100的电路图。在该变形例中，将半导体光源102的阴极共通地连接，并在半导体光源102的阳极侧连接拉电流(source)型的电流源210。电流源210设为如下结构即可：将图34(a)～(c)的结构上下反转，并根据需要而置换晶体管的极性(p和n)。换流器控制器230基于电流源210的两端间电压vcs和下限电压vbottom的关系而控制开关换流器220。

(变形例2)

也可以由双极晶体管构成以串联晶体管m2为首的任意晶体管。在该情况下，将栅极改读为基极、将源极改读为发射极、将漏极改读为集电极即可。

(变形例3)

在实施方式中设开关晶体管m1为p沟道mosfet，但也可以使用n沟道mosfet。在该情况下，也可以追加自举电路。也可以取代mosfet而使用igbt(绝缘栅双极晶体管(insulatedgatebipolartransistor))或双极晶体管。

基于实施方式，使用具体的语言来说明了本发明，但实施方式仅表示本发明的原理、应用，在实施方式中，在不脱离权利要求书所规定的本发明的思想的范围中，承认多种变形例或配置的变更。