一种直流耦合差分前端放大器电路的制作方法

本发明涉及传感技术和集成电路技术领域，尤其涉及一种直流耦合差分前端放大器电路。

背景技术：

生物电信号的前端放大器是健康信息采集系统的核心模块。作为整个采集系统直接接触电极实现信号采集的首个电路模块，其采集精度直接影响了获取的健康信息的准确度。在生物电信号如心电、脑电等微弱生物电信号的采集测量中，通常会使用皮肤清洁剂和具有导体胶的电极来减小皮肤阻抗，增强电极和皮肤间的导电性，然而这种传统电极具有一定的极化电压，造成采集放大器的输入失调电压大而引起信号饱和失真，特别是长期测量下电极极化电压会更大。另外生物电信号幅度较小，极其微弱，因而极易受到环境噪声、电极接触扰动、电路噪声的干扰，而且上述问题在实际信号采集测量中会显得更加严重。因此设计具有抑制失调电压、低噪声和高能效的前端放大器是打造高性能的采集系统的关键，特别是面向穿戴式健康监测的应用趋势，越来越多的新技术开始涌现以满足高性能前端放大器的设计需求。目前主流的设计方法是采用交流ac耦合输入，但是ac耦合的缺点是需要在前置放大器输入端放置大的耦合电容，而大电容无法集成且存在器件失配而引起大的输入误差。为了解决上述问题，需要提供一种新的具有可编程的高通截止频率和放大倍数的前端放大器电路。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术的缺陷，提供一种直流耦合差分前端放大器电路。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：构造一种直流耦合差分前端放大器电路，包括：六输入差分放大器电路、第一直流失调抑制电路、第二直流失调抑制电路、闭环增益电路，其中，

所述第一直流失调抑制电路连接在所述六输入差分放大器电路的第一正输入端vpp与第一负输入端vpn之间，所述第一直流失调抑制电路与所述六输入差分放大器电路的第一正输入端vpp的连接点为所述直流耦合差分前端放大器电路的外部信号正差分输入端vip；所述第二直流失调抑制电路连接在所述六输入差分放大器电路的第二正输入端vnp与第二负输入端vnn之间，所述第二直流失调抑制电路与所述六输入差分放大器电路的第二正输入端vnp的连接点为所述直流耦合差分前端放大器电路的外部信号负差分输入端vin；所述六输入差分放大器电路的正辅助输入端vpx和所述闭环增益电路均输入共模电压vcm，所述六输入差分放大器电路的负辅助输入端vnx经所述闭环增益电路与所述六输入差分放大器电路的输出端vout连接；

所述第一直流失调抑制电路和第二直流失调抑制电路用于抑制直流失调电压；所述闭环增益电路作为负反馈环路为所述直流耦合差分前端放大器电路提供闭环增益。

优选地，所述六输入差分放大器电路包括：偏置电路、多输入级电路、增益级电路、输出级电路；其中，

所述偏置电路包括pmos管mp1、mp2以及偏置电流源ib；所述pmos管mp1的源极与电源正端vdd连接，所述pmos管mp1的漏极与所述pmos管mp2的源极连接，所述pmos管mp2的源极经所述偏置电流源ib与电源负端vss连接；所述pmos管mp1的栅极与漏极短接，所述pmos管mp2的栅极与漏极短接；

所述多输入级电路包括pmos管mp3、mp4、mp5、mp6、mp7、mp8、mp15、mp16、mp17以及nmos管mn1、mn3；所述pmos管mp3、mp6、mp15的源极均与所述电源正端vdd连接，所述pmos管mp3、mp6、mp15三者的栅极短接并连接至所述pmos管mp1的栅极；所述pmos管mp7和mp8的栅极分别作为所述六输入差分放大器电路的第一正输入端vpp和第一负输入端vpn，所述pmos管mp7和mp8的源极相连并连接至所述pmos管mp6的漏极，所述pmos管mp7的漏极与所述nmos管mn3的漏极连接，所述pmos管mp8的漏极与所述nmos管mn1的漏极连接；所述pmos管mp4和mp5的栅极分别作为所述六输入差分放大器电路的第二负输入端vnn和第二正输入端vnp，所述pmos管mp4和mp5的源极相连并连接至所述pmos管mp3的漏极，所述pmos管mp4的漏极与所述nmos管mn3的漏极连接，所述pmos管mp5的漏极与所述nmos管mn1的漏极连接；所述pmos管mp16和mp17的栅极分别作为所述六输入差分放大器电路的负辅助输入端vnx和正辅助输入端vpx，所述pmos管mp16和mp17的源极相连并连接至所述pmos管mp15的漏极，所述pmos管mp16的漏极与所述nmos管mn1的漏极连接，所述pmos管mp17的漏极与所述nmos管mn3的漏极连接；所述nmos管mn1栅极与漏极短接，所述nmos管mn3栅极与漏极短接，所述nmos管mn1和mn3的源极均连接至电源负端vss；

所述增益级电路包括pmos管mp9、mp10、mp11、mp12、mp13以及nmos管mn2、mn4、mn5、mn6；所述pmos管mp9和mp10构成有源电流镜作为负载，所述pmos管mp10的栅极与漏极短接后与所述pmos管mp9的栅极连接，所述pmos管mp9的漏极与所述nmos管mn4的漏极连接，所述pmos管mp10的漏极与所述nmos管mn2的漏极连接；所述nmos管mn2与所述多输入级电路中的nmos管mn1形成电流镜电路，所述nmos管mn2的栅极与所述nmos管mn1的栅极相连，所述nmos管mn2的源极连接至电源负端vss；所述nmos管mn4与所述多输入级电路中的nmos管mn3形成电流镜电路，所述nmos管mn4的栅极与所述nmos管mn3的栅极相连，所述nmos管mn4的源极连接至电源负端vss；所述pmos管mp11、mp12、mp13与所述nmos管mn5、mn6形成一个一阶放大器结构，所述pmos管mp11的栅极与所述偏置电路中的pmos管mp1的栅极相连形成电流源，所述pmos管mp12、mp13的栅极分别连接所述pmos管mp9、mp10的漏极，所述pmos管mp12和mp13的源极相连并连接至所述pmos管mp11的漏极，所述pmos管mp12、mp13的漏极分别与所述nmos管mn5、mn6的漏极连接；所述nmos管mn5和mn6构成有源电流镜作为负载，所述nmos管mn5的栅极与漏极短接后与所述nmos管mn6的栅极连接，所述nmos管mn5、mn6的源极均连接至电源负端vss；

所述输出级电路包括pmos管mp14和nmos管mn7；所述pmos管mp14的栅极与所述偏置电路中的pmos管mp1的栅极连接构成镜像电流源，所述pmos管mp14的源极与电源正端vdd连接，所述pmos管mp14的漏极与所述nmos管mn7的漏极连接；所述nmos管mn7的栅极与所述nmos管mn6的漏极连接，所述nmos管mn7的源极连接至电源负端vss；所述pmos管mp14的漏极与所述nmos管mn7的漏极连接点作为所述六输入差分放大器电路的输出端vout。

优选地，所述六输入差分放大器电路还包括米勒补偿阻容电路；

所述米勒补偿阻容电路包括电阻r和电容c，所述电阻r和电容c串联连接在所述pmos管mp13的栅极与所述六输入差分放大器电路的输出端vout之间；

所述米勒补偿阻容电路为所述六输入差分放大器电路提供相位裕度补偿。

优选地，所述第一直流失调抑制电路和第二直流失调抑制电路均包括pmos管m1、pmos管m2；

所述pmos管m1的栅极和所述pmos管m2的栅极相连，所述pmos管m1的漏极和所述pmos管m2的漏极相连，所述pmos管m1、m2的栅极连接点与所述pmos管m1、m2的漏极连接点相连；在所述第一直流失调抑制电路中所述pmos管m1的源极和衬底短接后连接至所述外部信号正差分输入端vip，所述pmos管m2的源极和衬底短接后连接至所述六输入差分放大器电路的第一负输入端vpn；在所述第二直流失调抑制电路中所述pmos管m1的源极和衬底短接后连接至所述外部信号负差分输入端vin，所述pmos管m2的源极衬底短接后连接至所述六输入差分放大器电路的第二负输入端vnn。

进一步地，所述第一直流失调抑制电路和第二直流失调抑制电路的高通截止频率可调；所述第一直流失调抑制电路和第二直流失调抑制电路均包括pmos管m1和pmos管m2；

所述pmos管m1的栅极和所述pmos管m2的栅极短接并连接偏置电压vb，所述pmos管m1和所述pmos管m2的漏极相连，所述pmos管m1与所述pmos管m2的衬底连接在一起并连接至所述pmos管m1与所述pmos管m2的漏极连接点；在所述第一直流失调抑制电路中所述pmos管m1的源极连接至所述外部信号正差分输入端vip，所述pmos管m2的源极连接至所述六输入差分放大器电路的第一负输入端vpn；在所述第二直流失调抑制电路中所述pmos管m1的源极连接至所述外部信号负差分输入端vin，所述pmos管m2的源极连接至所述六输入差分放大器电路的第二负输入端vnn；所述偏置电压vb由偏置电压产生电路产生；

通过调节偏置电压vb的大小，调节所述第一直流失调抑制电路和第二直流失调抑制电路的高通截止频率。

优选地，所述的直流耦合差分前端放大器电路还包括第一快速恢复电路和第二快速恢复电路；

所述第一快速恢复电路连接在所述直流耦合差分前端放大器电路的外部信号正差分输入端vip与所述六输入差分放大器电路的第一负输入端vpn之间；所述第二快速恢复电路连接在所述直流耦合差分前端放大器电路的外部信号负差分输入端vin与所述六输入差分放大器电路的第二负输入端vnn之间；

所述第一快速恢复电路和第二快速恢复电路用于在外部信号输入导联线脱落并重新连接的情形下，提高所述直流耦合差分前端放大器电路的响应速度。

优选地，所述第一快速恢复电路包括mos管m3，所述第二快速恢复电路包括mos管m4；

所述mos管m3的源极连接所述直流耦合差分前端放大器电路的外部信号负差分输入端vip，所述mos管m3的漏极连接所述六输入差分放大器电路的第一负输入端vpn；所述mos管m4的源极连接所述直流耦合差分前端放大器电路的外部信号负差分输入端vin，所述mos管m4的漏极连接所述六输入差分放大器电路的第二负输入端vnn；所述mos管m3的栅极和所述mos管m4的栅极均由控制信号sw控制；

在外部信号输入导联线脱落并重新连接时，所述控制信号sw控制所述mos管m3和所述mos管m4导通，将外部信号低阻抗地输送到所述六输入差分放大器电路。

优选地，所述闭环增益电路为可变闭环增益电路，所述可变闭环增益电路为所述直流耦合差分前端放大器电路提供可调节的闭环增益。

可选地，所述可变闭环增益电路包括可变电阻阵列网络rf和固定电阻rg；

所述固定电阻rg一端与所述六输入差分放大器电路的负辅助输入端vnx连接，所述固定电阻rg另一端与所述六输入差分放大器电路的输出端vout连接；所述可变电阻阵列网络rf由多个不同阻值的电阻组成，所述多个不同阻值的电阻一端相连并连接共模电压vcm，所述多个不同阻值的电阻另一端经选择开关连接至所述固定电阻rg与所述六输入差分放大器电路的负辅助输入端vnx的连接点；所述选择开关由数字控制电路控制；

所述数字控制电路通过控制选择开关选择所述可变电阻阵列网络rf接入所述可变闭环增益电路的阻值大小，使所述直流耦合差分前端放大器电路实现不同的闭环增益。

可选地，所述可变闭环增益电路包括固定电阻rf和可变电阻rg；

所述可变电阻rg一端与所述六输入差分放大器电路的负辅助输入端vnx连接，所述可变电阻rg另一端与所述六输入差分放大器电路的输出端vout连接；所述固定电阻rf一端接收所述共模电压vcm，所述固定电阻rf另一端连接至所述可变电阻rg与所述六输入差分放大器电路的负辅助输入端vnx的连接点；

通过改变所述可变电阻rg接入所述可变闭环增益电路的阻值大小，使所述直流耦合差分前端放大器电路实现不同的闭环增益。

实施本发明的技术方案，具有以下有益效果：本发明的电路具有一定的可调放大倍数能力，可以提升微弱信号的传输信噪比。同时具有一定的电极极化失调电压抑制能力，因而可以采用直流耦合输入而不会引起系统饱和失真。通过引入快速恢复电路，可以解决在输入信号导联线脱落重新连接情形下，放大器响应速度很慢的问题。因此本发明可以有效增强微弱生物电信号的传感采集效果。另外本发明的电路采用单运放结构，系统体积小，功耗低，易于在标准cmos工艺下集成和实现。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1是本发明实施例一的结构示意图；

图2是本发明实施例二的结构示意图；

图3是本发明实施例中的直流失调抑制电路的一种电路原理图；

图4是发明实施例的一种电路原理图；

图5是本发明实施例中的六输入差分差值放大器电路的电路原理图。

具体实施方式

为了对本发明的技术特征、目的和效果有更加清楚的理解，现对照附图详细说明本发明的具体实施方式。

图1是本发明实施例一的结构示意图；

如图1所示，本发明的直流耦合差分前端放大器电路，包括：六输入差分放大器电路10、第一直流失调抑制电路20、第二直流失调抑制电路30、闭环增益电路40，其中，

第一直流失调抑制电路20连接在六输入差分放大器电路10的第一正输入端vpp与第一负输入端vpn之间，第一直流失调抑制电路20与六输入差分放大器电路10的第一正输入端vpp的连接点为直流耦合差分前端放大器电路的外部信号正差分输入端vip；第二直流失调抑制电路30连接在六输入差分放大器电路10的第二正输入端vnp与第二负输入端vnn之间，第二直流失调抑制电路30与六输入差分放大器电路10的第二正输入端vnp的连接点为直流耦合差分前端放大器电路的外部信号负差分输入端vin；六输入差分放大器电路10的正辅助输入端vpx和闭环增益电路40均输入共模电压vcm，六输入差分放大器电路10的负辅助输入端vnx经闭环增益电路40与六输入差分放大器电路10的输出端vout连接；

第一直流失调抑制电路20和第二直流失调抑制电路30用于抑制直流失调电压；闭环增益电路40作为负反馈环路为直流耦合差分前端放大器电路提供闭环增益。

其中，共模电压vcm为预先设置的直流共模电压，一般取电源电压的一半。

下面通过与几种现有的前端放大器方案进行比较以说明本发明技术方案的优点：

第一种方案：通过前端单位增益放大缓冲器与多个放大器进行级联组合。单位增益放大器用来提供高输入阻抗、低输出阻抗，实现阻抗转换的功能，后级放大器实现对电生理信号的信号放大。放大器一般采用常规的二级运算放大器。

第二种方案：仪表运算放大器，通过采用三运放设计结构，提供高的共模抑制比能力，实现信号的放大采集。

第三种方案：较大增益的放大器，通过将传统放大器采用电阻反馈实现较高的增益，或者通过数字电路辅助消除失调电压。

第四种方案：ac耦合差分输入前端放大器，这种设计是目前的主流设计方法。一般采用输入电容对的方式实现交流信号耦合输入，通过在反馈环路上引入虚电阻实现低截止频率的高通来消除电极失调电压。

上述四种前端放大器方案存在以下缺陷：

上述第一种方案中，通过单位增益缓冲器与多个放大器的组合，主要技术缺点是：一方面由于信号是差分输入，因此需要双路缓冲器。这对缓冲器的匹配要求十分高因而难以做到。另一方面，多个放大器组合会造成芯片面积过大和功耗过大的问题。

上述第二种方案中，仪表运算放大器虽然具有非常高的共模噪声抑制性能，但是三运放的结构通常需要非常好的运放匹配效果。通常需要片外修调技术实现较好的电路匹配，一般采用激光修调技术和电路修调技术。芯片后期成本较高，且三运放结构电路复杂。

上述第三种方案中，由于人体电生理信号存在较大的直流失调电压，因此增益较大的运算放大器极易发生饱和。在较大增益放大器中通过引入数字电路进行失调电压消除，通常会使系统设计变得更加复杂，而且数字电路的集成会引入额为的电路噪声。

上述第四种方案中，该方案的放大器通常采用电容反馈的形式实现，这种结构能较好的消除直流失调电压但是输入阻抗较低，信号传感能力较弱。同时反馈环路上使用的虚电阻线性性能较差。另外在实现极低的高通截止频率时由于采用大的电容，通常无法实现单片集成。

本发明的前端放大器电路可以实现对电极传感信号进行预放大，同时可以抑制一定的电极失调电压，因此在对信号进行预放大处理的过程中不会因为电极失调电压引起信号失真。基于本发明的前端放大器，生物电信号采集系统可以实现直流耦合输入，具有较高的输入阻抗。能够有效地提升生物电信号采集系统的抗干扰能力。本发明的电路可以进一步应用在基于干电极的电信号采集系统中，同时电路具有较低的功耗和低的噪声性能。

图2是本发明实施例二的结构示意图；

如图2所示，该实施例的直流耦合差分前端放大器电路是在实施例一的基础上还包括第一快速恢复电路50和第二快速恢复电路60；

第一快速恢复电路50连接在直流耦合差分前端放大器电路的外部信号正差分输入端vip与六输入差分放大器电路10的第一负输入端vpn之间；第二快速恢复电路60连接在直流耦合差分前端放大器电路的外部信号负差分输入端vin与六输入差分放大器电路10的第二负输入端vnn之间；

第一快速恢复电路50和第二快速恢复电路60用于在外部信号输入导联线脱落并重新连接的情形下，提高直流耦合差分前端放大器电路的响应速度。

图3是本发明实施例中的直流失调抑制电路的一种电路原理图；

如图3所示，第一直流失调抑制电路20和第二直流失调抑制电路30均包括pmos管m1、pmos管m2；

pmos管m1的栅极和pmos管m2的栅极相连，pmos管m1的漏极和pmos管m2的漏极相连，pmos管m1、m2的栅极连接点与pmos管m1、m2的漏极连接点相连；在第一直流失调抑制电路20中pmos管m1的源极和衬底短接后连接至外部信号正差分输入端vip，pmos管m2的源极和衬底短接后连接至六输入差分放大器电路10的第一负输入端vpn；在第二直流失调抑制电路30中pmos管m1的源极和衬底短接后连接至外部信号负差分输入端vin，pmos管m2的源极衬底短接后连接至六输入差分放大器电路10的第二负输入端vnn。

图4是发明实施例的一种电路原理图；

如图4所示，本发明还提供一种高通截止频率可调的第一直流失调抑制电路20和第二直流失调抑制电路30的电路结构；在该实施例中第一直流失调抑制电路20和第二直流失调抑制电路30均包括pmos管m1和pmos管m2；

pmos管m1的栅极和所pmos管m2的栅极短接并连接偏置电压vb，pmos管m1和pmos管m2的漏极相连，pmos管m1与pmos管m2的衬底连接在一起并连接至pmos管m1与pmos管m2的漏极连接点；在第一直流失调抑制电路20中pmos管m1的源极连接至外部信号正差分输入端vip，pmos管m2的源极连接至六输入差分放大器电路10的第一负输入端vpn；在第二直流失调抑制电路30中pmos管m1的源极连接至外部信号负差分输入端vin，pmos管m2的源极连接至六输入差分放大器电路10的第二负输入端vnn；偏置电压vb由偏置电压产生电路产生；

通过调节偏置电压vb的大小，调节第一直流失调抑制电路20和第二直流失调抑制电路30的高通截止频率。

如图4所示，本发明的第一快速恢复电路50包括mos管m3，第二快速恢复电路60包括mos管m4；

mos管m3的源极连接直流耦合差分前端放大器电路的外部信号负差分输入端vip，mos管m3的漏极连接六输入差分放大器电路10的第一负输入端vpn；mos管m4的源极连接直流耦合差分前端放大器电路的外部信号负差分输入端vin，mos管m4的漏极连接六输入差分放大器电路10的第二负输入端vnn；mos管m3的栅极和mos管m4的栅极均由控制信号sw控制；

在外部信号输入导联线脱落并重新连接时，控制信号sw控制mos管m3和mos管m4导通，将外部信号低阻抗地输送到六输入差分放大器电路10。

下面详细说明快速恢复电路的工作原理：

本发明通过引入两个由控制信号sw控制的mos开关，实现对本发明电路中的高阻抗节点vpn与vnn的电荷快速泄放。当输入存在信号导联线脱落再重新连接放大器输入时，放大器由于这两个高阻抗节点的存在，将需要较长的时间才能实现输出信号的稳定。因此当检测到上述情况发生时，此时控制信号sw控制mos管m3、m4导通，将从外部信号正差分输入端vip和外部信号负差分输入端vin输入的信号低阻抗地传送到运放的输入端，避免由于虚电阻高阻抗产生的响应延迟效应，从而放大器电路的输出可以快速响应输出并达到稳定。

进一步地，本发明电路的闭环增益电路40为可变闭环增益电路，可变闭环增益电路为直流耦合差分前端放大器电路提供可调节的闭环增益。

如图4所示，可变闭环增益电路包括可变电阻阵列网络rf和固定电阻rg；

固定电阻rg一端与六输入差分放大器电路10的负辅助输入端vnx连接，固定电阻rg另一端与六输入差分放大器电路10的输出端vout连接；可变电阻阵列网络rf由多个不同阻值的电阻组成，多个不同阻值的电阻一端相连并连接共模电压vcm，多个不同阻值的电阻另一端经选择开关连接至固定电阻rg与六输入差分放大器电路10的负辅助输入端vnx的连接点；选择开关由数字控制电路控制；

数字控制电路通过控制选择开关选择可变电阻阵列网络rf接入可变闭环增益电路的阻值大小，使直流耦合差分前端放大器电路实现不同的闭环增益。

由上述电路结构可以看出，本发明的前端放大器的可变增益通过可变反馈电阻网络rf实现。该方案通过六输入差分放大器的正负辅助输入端vpx与vnx实现。其中vcm为系统共模电平，与六输入差分放大器的正负辅助负输入端vnx、vpx相连。vpx、vnx串接电阻rg后，与六输入差分放大器的输出端vout连接形成系统负反馈环。电阻网络rf串接在负辅助输入端vnx与vcm之间。反馈环路中的rg电阻值固定，电阻rf可通过不同阻值的电阻阵列网络实现，并可通过数字控制电路选择不同的rf阻值来实现不同的系统放大倍数。系统的闭环增益表示为：

进一步地，可变闭环增益电路也可以包括固定电阻rf和可变电阻rg；

可变电阻rg一端与六输入差分放大器电路10的负辅助输入端vnx连接，可变电阻rg另一端与六输入差分放大器电路10的输出端vout连接；固定电阻rf一端接收共模电压vcm，固定电阻rf另一端连接至可变电阻rg与六输入差分放大器电路10的负辅助输入端vnx的连接点；

通过改变可变电阻rg接入可变闭环增益电路的阻值大小，使直流耦合差分前端放大器电路实现不同的闭环增益。

图5是本发明实施例中的六输入差分差值放大器电路的电路原理图。

如图5所示，六输入差分放大器电路10包括：偏置电路、多输入级电路、增益级电路、输出级电路；其中，

偏置电路包括pmos管mp1、mp2以及偏置电流源ib；pmos管mp1的源极与电源正端vdd连接，pmos管mp1的漏极与pmos管mp2的源极连接，pmos管mp2的源极经偏置电流源ib与电源负端vss连接；pmos管mp1的栅极与漏极短接，pmos管mp2的栅极与漏极短接；

多输入级电路包括pmos管mp3、mp4、mp5、mp6、mp7、mp8、mp15、mp16、mp17以及nmos管mn1、mn3；pmos管mp3、mp6、mp15的源极均与电源正端vdd连接，pmos管mp3、mp6、mp15三者的栅极短接并连接至pmos管mp1的栅极；pmos管mp7和mp8的栅极分别作为六输入差分放大器电路10的第一正输入端vpp和第一负输入端vpn，pmos管mp7和mp8的源极相连并连接至pmos管mp6的漏极，pmos管mp7的漏极与nmos管mn3的漏极连接，pmos管mp8的漏极与nmos管mn1的漏极连接；pmos管mp4和mp5的栅极分别作为六输入差分放大器电路10的第二负输入端vnn和第二正输入端vnp，pmos管mp4和mp5的源极相连并连接至pmos管mp3的漏极，pmos管mp4的漏极与nmos管mn3的漏极连接，pmos管mp5的漏极与nmos管mn1的漏极连接；pmos管mp16和mp17的栅极分别作为六输入差分放大器电路10的负辅助输入端vnx和正辅助输入端vpx，pmos管mp16和mp17的源极相连并连接至pmos管mp15的漏极，pmos管mp16的漏极与nmos管mn1的漏极连接，pmos管mp17的漏极与nmos管mn3的漏极连接；nmos管mn1栅极与漏极短接，nmos管mn3栅极与漏极短接，nmos管mn1和mn3的源极均连接至电源负端vss；

增益级电路包括pmos管mp9、mp10、mp11、mp12、mp13以及nmos管mn2、mn4、mn5、mn6；pmos管mp9和mp10构成有源电流镜作为负载，pmos管mp10的栅极与漏极短接后与pmos管mp9的栅极连接，pmos管mp9的漏极与nmos管mn4的漏极连接，pmos管mp10的漏极与nmos管mn2的漏极连接；nmos管mn2与多输入级电路中的nmos管mn1形成电流镜电路，nmos管mn2的栅极与nmos管mn1的栅极相连，nmos管mn2的源极连接至电源负端vss；nmos管mn4与多输入级电路中的nmos管mn3形成电流镜电路，nmos管mn4的栅极与nmos管mn3的栅极相连，nmos管mn4的源极连接至电源负端vss；pmos管mp11、mp12、mp13与nmos管mn5、mn6形成一个一阶放大器结构，pmos管mp11的栅极与偏置电路中的pmos管mp1的栅极相连形成电流源，pmos管mp12、mp13的栅极分别连接pmos管mp9、mp10的漏极，pmos管mp12和mp13的源极相连并连接至pmos管mp11的漏极，pmos管mp12、mp13的漏极分别与nmos管mn5、mn6的漏极连接；nmos管mn5和mn6构成有源电流镜作为负载，nmos管mn5的栅极与漏极短接后与nmos管mn6的栅极连接，nmos管mn5、mn6的源极均连接至电源负端vss；

输出级电路包括pmos管mp14和nmos管mn7；pmos管mp14的栅极与偏置电路中的pmos管mp1的栅极连接构成镜像电流源，pmos管mp14的源极与电源正端vdd连接，pmos管mp14的漏极与nmos管mn7的漏极连接；nmos管mn7的栅极与nmos管mn6的漏极连接，nmos管mn7的源极连接至电源负端vss；pmos管mp14的漏极与nmos管mn7的漏极连接点作为六输入差分放大器电路10的输出端vout。

由以上六输入差分放大器电路10电路结构可以知道，其电路特点是具有六输入端，一个输出的多级放大器。正是由于其具有六个输入端，可以构成三个等效减法器(vpn-vpp、vnp-vnn、vpx-vnx)用于实现本发明方案中的直流失调电压抑制方案与可调系统反馈增益方案。

可以理解，六输入差分放大器电路10中的nmos管与pmos管可以完全对调使用，例如电路中的输入管可以使用nmos管输入，pmos电流源可以对调使用nmos镜像电流源。

进一步地，六输入差分放大器电路10还包括米勒补偿阻容电路101；

米勒补偿阻容电路101包括电阻r和电容c，电阻r和电容c串联连接在pmos管mp13的栅极与六输入差分放大器电路10的输出端vout之间；

米勒补偿阻容电路101为六输入差分放大器电路10提供相位裕度补偿，进一步提高系统的稳定性。

下面结合图4和图5详细说明本发明电路中的直流失调抑制电路20和第二直流失调抑制电路30的工作原理。

图4中的pmos管m1与m2采用二极管连接的形式构成虚电阻rp，虚电阻rp具有很大的等效电阻，如一g欧姆、数g欧姆，甚至数十g欧姆的阻值。六输入差分放大器电路10的第一负输入端vpn采用mos晶体管(如图5中的pmos管mp8)，mos晶体管具有寄生电容cg。pmos管m1与m2构成的虚电阻与pmos管mp8的寄生电容cg形成一个等效的积分电路，即一个等效的低通滤波电路。其等效积分常数为τ＝rpcg。六输入差分放大器电路10的第一正负输入端vpp与vpn形成一个差分减法器，即vpp-vpn，通过这个减法器，输入信号vip与vip经过pmos管m1和m2构成虚电阻rp低通滤波后的信号相减，从而实现一个高通滤波器，其截止频率由τ＝rpcg决定，其频率为由于虚电阻rp的等效电阻值极大，因此六输入差分放大器电路10的输入级可以获得截止频率极低的高通滤波特性，该截止频率低至mhz。利用这个电路结构，直流失调电压可以通过这个等效的高通滤波功能进行滤除，从而实现直流失调电压的抑制。

进一步地，本发明的高通截止频率可调方案原理为：通过设置不同的偏置电压vb,可以实现对pmos管m1与m2形成的虚电阻rp大小的调节，因此可以实现对积分常数τ＝rpcg的调整，从而调整高通截止频率，用于滤除直流失调电压。

本发明通过闭环增益可变的闭环增益电路40实现可调放大倍数，提升微弱信号的传输信噪比；通过第一直流失调抑制电路20和第二直流失调抑制电路30实现电极极化失调电压抑制，因而可以采用直流耦合输入而不会引起系统饱和失真。通过第一快速恢复电路50和第二快速恢复电路60解决在输入信号导联线脱落重新连接情形下，放大器响应速度很慢的问题。因此本发明可以有效增强微弱生物电信号的传感采集效果。另外，通过单运放结构的六输入差分放大器电路10使电路具有更小的体积，更低的功耗，且易于在标准cmos工艺下集成和实现，所占芯片面积小，成本低。可适用于多通道信号的模拟前端芯片中。

进一步需要说明的是，本发明虽然是以生物电信号采集为设计背景，但是本发明电路结构并不仅仅局限于生物电信号采集领域。其设计方法和电路结构同样可以应用到其他微弱电信号的传感电路和信号采集系统中。

本发明是通过具体实施例进行说明的，本领域技术人员应当明白，在不脱离本发明范围的情况下，还可以对本发明进行各种变换和等同替代。另外，针对特定情形或具体情况，可以对本发明做各种修改，而不脱离本发明的范围。因此，本发明不局限于所公开的具体实施例，而应当包括落入本发明权利要求范围内的全部实施方式。