一种提升屏蔽体局部区域电磁屏蔽效能的方法与流程

本发明涉及电磁屏蔽领域，更具体地，涉及一种提升屏蔽体局部区域电磁屏蔽效能的方法。

背景技术：

电磁屏蔽是抑制电磁干扰的有效措施。在实际应用中，通常将屏蔽体应用于设备的外壳、高压直流换流阀厅等对电磁环境有要求的场所，以隔离骚扰源和敏感设备，达到电磁屏蔽的目的。完全封闭的屏蔽体具有良好的屏蔽效能，但是在实际应用中，由于散热、通风等以及技术水平的限制，腔体上不可避免的存在着开孔和缝隙，导致屏蔽效能下降，因此，开孔屏蔽体的电磁屏蔽效能问题是电磁兼容领域的研究热点。

目前关于开孔屏蔽体电磁屏蔽效能的研究主要集中在屏蔽体中部的屏蔽效能、在屏蔽体开孔表面覆盖屏蔽材料后屏蔽体内部屏蔽效能以及有孔双层屏蔽体内部屏蔽效能的计算。开孔屏蔽体屏蔽效能的计算方法主要有解析理论和数值计算两类，解析理论有已提出的如bethe小孔耦合和等效电路法等，数值方法适用范围广，计算精度高，得到结果准确，但是计算速度慢、时间长，并且需要专业软件以及配置较高的计算机。已有的提高开孔屏蔽体内部屏蔽效能的方法大都是在开孔上覆盖屏蔽材料或采用有孔双层屏蔽体，利用数值计算、实验或矩量法等方法计算屏蔽体内部屏蔽效能。

技术实现要素：

本发明提供一种提升屏蔽体局部区域电磁屏蔽效能的方法，既能提高屏蔽体局部区域电磁屏蔽效能又能保留开孔且不影响设备通风、散热的方法。

为解决上述技术问题，本发明的技术方案如下：

一种提升屏蔽体局部区域电磁屏蔽效能的方法，包括以下步骤：

s1：在表面开有矩形开孔的屏蔽体内部插入金属网；

s2：把所述金属网的表面阻抗用无限大金属网的表面阻抗进行等效，基于传输线理论，将屏蔽体等效为终端短路的传输线，建立等效解析模型；

s3：基于等效解析模型计算在平面电磁波照射下，一系列频率下屏蔽体内部开孔中心轴线上的电磁屏蔽效能。

优选地，所述屏蔽体的尺寸为a×d×b，厚度为t，所述屏蔽体的矩形开孔的尺寸为w×l，所述金属网的孔直径为a1，金属网的线直径为d1，金属网到开孔面的距离为q，所述开孔面为屏蔽体上开有矩形开孔的表面，观测点距离开孔面的距离为p。

优选地，所述金属网将屏蔽体分为外屏蔽体和内屏蔽体，所述外屏蔽体为开孔面与金属网之间的屏蔽体部分，所述内屏蔽体为金属网与屏蔽体背板之间的屏蔽体部分，所述屏蔽体背板为与开孔面相对的面。

优选地，步骤s2中把所述金属网的表面阻抗用无限大金属网的表面阻抗进行等效，具体为：

式中，表示真空中磁导率，zs为金属网的等效表面阻抗，ω为平面电磁波角频率，σ、μ分别为金属网的电导率和磁导率，τw是金属网材料的扩散时间，i0和i1为不同的第一类修正贝塞尔函数，所述第一类修正贝塞尔函数为当变量为纯虚数时的贝塞尔函数，，为自然常数，为金属网的电阻，为金属网的电抗。

优选地，步骤s2中基于传输线理论，将屏蔽体等效为终端短路的传输线，具体为：

把开孔等效为两段并联的共面传输线，传输线长度为l/2，且终端短路，其等效阻抗为zap，然后将屏蔽体等效为一段终端短路的传输线，对于屏蔽体内部插入的金属网，可以用金属网的表面阻抗zs表示。

优选地，所述观测点可在内屏蔽体或外屏蔽体。

优选地，步骤s2中建立等效解析模型，当观测点在内屏蔽体时，具体为：

外屏蔽体孔缝处的阻抗可表示为：

式中，表示传输线特性阻抗，表示孔缝等效宽度，表示真空中平面电磁波波数，所述波数为波长的倒数；

故外屏蔽体孔缝处的等效电压源和等效阻抗分别为：

式中，采用等效电路的方法，将入射波等效为内阻等于真空波阻抗的电压源，真空波阻抗=377ω，电压源为入射波的等效电压源；

波矢量为k的入射波沿y轴正向入射，极化方向为z轴正向，其中，y轴正向指开孔面指向屏蔽体背面的方向，z轴正向指平行于开孔面且垂直屏蔽体底面向上的方向；

假设屏蔽体内的主要传播模式为te10模式，故屏蔽体的特征阻抗为，传播常数为，其中，为入射波波长；

从金属网看向电路首端的等效电压源和等效阻抗为：

外屏蔽体的终端阻抗z3为外屏蔽体的等效阻抗与金属网表面阻抗的并联，即，该点的电压为；

将内屏蔽体等效为终端短路的传输线，那么从观测点p处看向电路首端的等效电压源和等效阻抗为：

从观测点p向短路终端看过去的输入阻抗为：

由此可得p点的电压为，电流为。

优选地，步骤s3中计算屏蔽体内部开孔中心轴线上的电磁屏蔽效能，具体为：

当屏蔽体不存在时，从p点看向电路终端的负载为z0，此时p点的电压为，电流为，由此可以给出p点的电场屏蔽效能和磁场屏蔽效能：

。

优选地，步骤s2中建立等效解析模型，当观测点在外屏蔽体时，具体为：

外屏蔽体孔缝处的阻抗可表示为：

故外屏蔽体孔缝处的等效电压源和等效阻抗分别为：

波矢量为k的入射波沿y轴正向入射，极化方向为z轴正向，其中，y轴正向指开孔面指向屏蔽体背面的方向，z轴正向指平行于开孔面且垂直屏蔽体底面向上的方向；

假设屏蔽体内的主要传播模式为te10模式，故屏蔽体的特征阻抗为，传播常数为，其中，为入射波波长；

从观测点p处看向电路首端的等效电压源和等效阻抗为：

从金属网看向电路终端的阻抗为：

p点的电压为，电流为。

优选地，p点的电场屏蔽效能和磁场屏蔽效能：

。

与现有技术相比，本发明技术方案的有益效果是：

本发明通过在屏蔽体内部加装金属网，提升屏蔽体局部区域电磁屏蔽效能。本技术方案不仅提出了解析模型，对屏蔽体局部区域屏蔽效能的提升效果进行了研究，还对影响屏蔽体内部屏蔽效能的因素进行了分析。本发明提出的模型物理意义清晰、易于实施、运算效率高，不仅对提升屏蔽体局部区域屏蔽效能的研究具有一定意义，还对研究屏蔽体内部屏蔽效能具有指导意义。本发明在不影响屏蔽体散热、通风的同时，提升了屏蔽体局部区域的电磁屏蔽效能，在工程应用中具有实在意义。

附图说明

图1为本发明的方法流程示意图。

图2为观测点在内屏蔽体时屏蔽体的结构示意图。

图3为观测点在内屏蔽体时等效电路图。

图4为观测点在外屏蔽体时屏蔽体的结构示意图。

图5为观测点在外屏蔽体时等效电路图。

图6为p=150mm时，电场屏蔽效能随频率的变化示意图。

图7为p=150mm时，磁场屏蔽效能随频率的变化示意图。

图8为f=1000mhz电场屏蔽效能随观测点的变化示意图。

图9为f=1000mhz磁场屏蔽效能随观测点的变化示意图。

图10为f=1000mhz，金属网插入位置不同时，电场屏蔽效能随观测点的变化示意图。

图11为f=1000mhz，金属网插入位置不同时，磁场屏蔽效能随观测点的变化示意图。

图12为f=1000mhz，金属网孔直径不同时，电场屏蔽效能随观测点的变化示意图。

图13为f=1000mhz，金属网孔直径不同时，磁场屏蔽效能随观测点的变化示意图。

具体实施方式

附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；

为了更好说明本实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；

对于本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。

下面结合附图和实施例对本发明的技术方案做进一步的说明。

实施例1

本实施例提供一种提升屏蔽体局部区域电磁屏蔽效能的方法，如图1，包括以下步骤：

s1：在表面开有矩形开孔的屏蔽体内部插入金属网；

s2：把所述金属网的表面阻抗用无限大金属网的表面阻抗进行等效，基于传输线理论，将屏蔽体等效为终端短路的传输线，建立等效解析模型；

s3：基于等效解析模型计算在平面电磁波照射下，一系列频率下屏蔽体内部开孔中心轴线上的电磁屏蔽效能。

如图2、4所示，屏蔽体的尺寸为a×d×b，开孔的尺寸为w×l,屏蔽体厚度为t，a1为金属网的孔直径，d1为金属网的线直径，p为观测点到开孔面的距离，q为金属网到开孔面的距离，波矢量为k的入射波沿y轴正向入射，极化方向为z轴正向。将开孔面与金属网之间的屏蔽体称为外屏蔽体，金属网与屏蔽体背板之间的屏蔽体称为内屏蔽体。

基于robinson等人提出的等效电路模型，把开孔等效为两段并联的共面传输线，传输线长度为l/2，且终端短路，其等效阻抗为zap，然后将屏蔽体等效为一段终端短路的传输线，对于屏蔽体内部插入的金属网，可以用金属网的表面阻抗zs表示。当观测点在内屏蔽体时，等效电路图如图3所示。

外屏蔽体孔缝处的阻抗可表示为：

（1）

（2）

（3）

故外屏蔽体孔缝处的等效电压源和等效阻抗分别为

（4）

（5）

假设屏蔽体内的主要传播模式为te10模式，故其特征阻抗为，传播常数为，其中。

从金属网看向电路首端的等效电压源和等效阻抗为

（6）

（7）

对于无限大金属网的表面阻抗zs，根据可用下面公式计算

（8）

（9）

（10）

（11）

其中，表示真空中磁导率，ω为平面电磁波角频率，σ和μ分别为金属网的电导率、介电常数和磁导率，τw是金属网材料的扩散时间，i0和i1为第一类修正贝塞尔函数。

将金属网的表面阻抗可用式（8）~（11）表示，所以外屏蔽体的终端阻抗z3为外屏蔽体的等效阻抗与金属网表面阻抗的并联，即，该点的电压为。

将内屏蔽体等效为终端短路的传输线，那么从观测点p处看向电路首端的等效电压源和等效阻抗为

（12）

（13）

从观测点p向短路终端看过去的输入阻抗为

（14）

由此可得p点的电压为，电流为

当屏蔽体不存在时，从p点看向电路终端的负载为z0，此时p点的电压为，电流为。由此可以给出p点的电场屏蔽效能和磁场屏蔽效能

（15）

（16）

当观测点在外屏蔽体时，等效电路图如图5所示。

与观测点在内屏蔽体时同理，外屏蔽体孔缝处的等效电压源和等效阻抗可用式（1）~（5）计算。此时传播常数与特征阻抗与观测点在内屏蔽体时的相同，所以从观测点p处看向电路首端的等效电压源和等效阻抗为

（17）

（18）

同样，金属网的表面阻抗可用式（8）~（11）表示，所以从金属网看向电路终端的阻抗为

（19）

观测点p处的负载阻抗可表示为

（20）

所以p点的电压为，电流为，因此位于外屏蔽体的观测点p处的屏蔽效能可用式（15）、（16）表示。

根据上节提出的解析模型，本节通过具体算例验证了其有效性。令屏蔽体的尺寸为300mm×300mm×120mm，厚度为1mm，屏蔽体开孔为100mm×5mm，屏蔽体内部的金属网到开孔面的距离q=100mm，金属网材质为铜，线直径为1mm，孔直径为10mm，分别计算屏蔽体内部的电磁屏蔽效能，并与全波仿真软件cst的计算结果进行比较。

当p=150mm时，观测点位于内屏蔽体，比较在100mhz~1000mhz内解析模型计算结果与cst的结果，如图6、7所示。可以看出，解析模型计算结果与cst结果一致得较好，并且随着频率的升高，二者一致性越好。计算结果表明屏蔽体内部插入金属网后，屏蔽体的谐振频点在900mhz附近，谐振频率发生偏移，这可能是因为开孔屏蔽体插入金属网之后，金属网对屏蔽体的谐振频点产生影响。

金属网到开孔面的距离q=100mm，1000mhz时屏蔽体内部电磁场屏蔽效能随观测点位置变化的规律，如图8、9所示。可以看到，当观测点在75mm之后时，解析模型的计算结果与全波仿真结果具有很好的一致性。当观测点位于内屏蔽体时，屏蔽体的屏蔽效能相对位于外屏蔽体时的屏蔽效能有较大的提高。而图8、9中电场屏蔽效能和磁场屏蔽效能在某些观测点急剧增加的现象可以解释为该观测点恰好位于屏蔽体内驻波场的节点（零点）上。

接下来考察屏蔽体内部插入金属网后对屏蔽体电磁屏蔽效能的提升效果。令屏蔽体尺寸为300mm×300mm×120mm，开孔尺寸为100mm×5mm，将金属网插入屏蔽体内部。

研究频率为1000mhz，金属网材质为铜，线直径为1mm，孔直径为10mm，金属网位置q分别为100mm、200mm时，屏蔽体内屏蔽效能与观测点位置的关系，如图10、11所示。当观测点位于内屏蔽体时，金属网位置越靠近屏蔽体背板，屏蔽效能越大，但变化的幅度很小，可以认为金属网位置对内屏蔽体屏蔽效能的影响不大。接下来证明这一猜想。

将式（6）~（14）代入观测点p的电压，并对得到的vp进行近似可得

（21）

所以当金属网位置分别为q1、q2（q1<q2）时，q1、q2为不同金属网放置的位置到开孔面的距离，在内屏蔽体同一位置时，二者屏蔽效能的差值为

（22）

z1外屏蔽体的等效阻抗，为金属网放置的位置到开孔面的距离为q1时的电场屏蔽效能，为金属网放置的位置到开孔面的距离为q2时的电场屏蔽效能，为金属网放置的位置到开孔面的距离为q1时观测点电压，为金属网放置的位置到开孔面的距离为q2时观测点电压；

分析式（22）可知，随着两金属网之间距离的增大而增大，除接近0时异常，其余情况均随金属网之间距离的增大而减小，而二者相乘恰好接近1，所以df2随q1、q2的变化幅度很小，故金属网插入位置不是影响内屏蔽体的屏蔽效能的关键因素。

令金属网的孔直径为10mm、20mm，金属网到开孔面的距离q=100mm，1000mhz时屏蔽体内部屏蔽效能随观测点位置变化的曲线如图12、13所示。可以看出，当观测点位于内屏蔽体时，屏蔽体内插入金属网后的电磁屏蔽效能相比未插入金属网时的提高效果显著，提高了将近一倍的屏蔽效能，并且金属网孔直径越小，屏蔽效能越大，提升的效果越显著。

当金属网插入位置不变，改变金属网的孔直径，此时金属网的表面阻抗分别为zs1和zs2，观测点在内屏蔽体同一位置时，二者屏蔽效能的差值为

（23）

、分别为金属网不同孔直径时的屏蔽效能，根据式（8）~（11）可知，对于zs而言，金属网孔直径越大，zs也就越大，所以df3随金属网孔直径的变化幅度大，金属网的孔直径是影响内屏蔽体屏蔽效能的关键因素。

相同或相似的标号对应相同或相似的部件；

附图中描述位置关系的用语仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；

显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。