1.本发明涉及一种电容耦合隔离传输脉冲信号的传输装置及相应的传输方法。
背景技术：2.在隔离输出电源中，需要传输脉冲信号从电源的原边到付边，或从付边到原边。目前有若干种方法来完成传输脉冲信号从电源的原边到付边，或从付边到原边。其一，使用光耦；其二用脉冲变压器；其三用两个小容值高压电容来完成。由于光耦的响应速度的限制，使用光耦不能传输快速脉冲。使用脉冲变压器和两小容值高压电容能传输快速脉冲但不能传输宽脉冲。对宽脉冲的传输，需要引入调制解调的概念来传输宽脉冲，也就是说，用若干个窄脉冲的组合来形成宽脉冲的传输。对脉冲变压器而言，由于寄生漏感作用，使得传输窄脉冲的上升下降沿速度不如两个小容值高压电容所传输窄脉冲的上升下降沿速度，为此考虑如何使用两个小容值高压电容以调制解调的方法以尽可能小的失真重构所传输的宽脉冲。
3.在已有的两小容值高压电容隔离耦合传输专利中，如：us5361037，us6389135b1，us8188814b2，us8451032b2，利用电容电压不突变的特性把原边或付边的电压变化经这两个小容值高压电容以差模形式传输到付边或原边。这样在原边或付边的差模电压变化经这两个小容值高压电容耦合到付边或原边产生同样的差模电压变化，而被付边或原边接受；但是由于是小容值高压电容，对应的时间常数相当小，付边或原边接受的差模电压随时间这小时间常数迅速衰减。对宽脉冲的传输，需要引入调制解调的概念来传输宽脉冲，也就是说，用若干个窄脉冲的组合来形成宽脉冲的传输。这样如果由这若干个窄脉冲的组合来形成宽脉冲的传输，就会看到是由若干个窄脉冲的组合来形成宽脉冲的传输，而每个窄脉冲是以小时间常数迅速指数衰减的脉冲。显然要用这若干个窄脉冲的组合来重构宽脉冲，就需要一低通滤波器来去除各个窄脉冲的高频分量而保留低频分量。由于引入了这低通滤波器，使得被传输的宽脉冲的上升下降沿的速度变缓而不能以尽可能小的失真重构所传输的宽脉冲。
4.因此，急需解决上述技术问题。
技术实现要素：5.本发明提供了一种电容耦合隔离传输脉冲的传输装置，从而实现用两小容值的高压电容来传输各种脉宽的脉冲。
6.为了解决上述技术问题，本发明提供一种电容耦合隔离传输脉冲信号的传输装置，包括发射侧、隔离区和接受侧；
7.所述发射侧包括三个cmos逻辑反相器u1、u2和u3，发射侧所需发射的脉冲信号vp经三个cmos逻辑反相器u1、u2和u3形成互为反相的va和vb驱动电源；脉冲信号vp经u1和u2得到与vp同相的驱动电压va，脉冲信号vp经u3产生vp反相的驱动电压vb，发射侧cmos逻辑反相器的工作电源是vdd；对应的地是pgnd；
8.所述隔离区包括小容值高压电容c1和c2；
9.所述接受侧由pmos和nmos组成输入和输出在同一端的双稳态触发器加两个阻值相同的电阻ru和rd组成；所述双稳态触发器包括cmos逻辑反相器u5、cmos逻辑反相器u4；
10.q1和q2构成cmos逻辑反相器u5，q3和q4构成cmos逻辑反相器u4；cmos逻辑反相器u4的输入端与u5的输出端相连；cmos逻辑反相器u5的输入端与u4的输出端相连；cmos逻辑反相器u4的输出为va1；cmos逻辑反相器u5的输出为vb1；
11.所述双稳态触发器的pmos的源极经电阻ru与工作电源vcc相连，双稳态触发器的nmos的源极经电阻rd与地gnd相连，双稳态触发器的端口电压是u
cfq
；所述接受侧工作电压vcc是所述双稳态触发器的端口电压u
cfq
、电阻ru压降u
ru
和电阻rd压降u
rd
之和。
12.作为本发明的电容耦合隔离传输脉冲信号的传输装置的改进：
13.所述发射侧：
14.vp经u1的输入端输入，u1的输出与u2的输入相连，u2的输出端为va；
15.vp经u3的输入端输入，u3的输出端为vb；
16.所述接受侧：
17.由输入和输出在同一端的双稳态触发器加两个阻值相同的电阻ru和rd组成，cmos逻辑反相器u4的输出为双稳态触发器的输出端va1，也为双稳态触发器的输入端va1；cmos逻辑反相器u5的输出为双稳态触发器的输出端vb1，也为双稳态触发器的输入端vb1。
18.本发明具有以下技术优势：
19.1.以相当简单的电路完成脉冲信号的隔离传输。
20.2.无论要传输的脉冲的重复周期是长还是短，无论这脉冲的占空比是大还是小，接受侧接受到的脉冲波形能完全无失真的重复了所要传输脉冲波形。
21.3.本发明的发射侧与接受侧之间的隔离电压是由两小容值高压电容来承受，对应的成本是相当低的。
22.4.在本发明中，两小容值高压电容的绝对容值的精度要求不高，经过这两小容值高压电容传输的触发电流是由发射侧工作电压vdd和两小容值高压电容的串联等效电容决定的。
23.5.在本发明中输入和输出在同一端的双稳态触发器加两个阻值相同电阻ru和rd构成的接受侧电路，两个阻值相同电阻ru和rd的作用是：对差模触发电流而言，能够由低的差模触发电流来使输入和输出在同一端的双稳态触发器可靠翻转；而对共模电流而言，输入和输出在同一端的双稳态触发器内部有相当高的触发电流阀值而抗共模干扰。
附图说明
24.下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步详细说明。
25.图1是cmos逻辑反相器的内部电路图；
26.左图为cmos逻辑反相器的内部电路图，右图为cmos逻辑反相器的带电源和接地端的逻辑符号。
27.图2是cmos逻辑反相器来完成经两小容值的高压电容来传输各种脉宽的脉冲电路图。
28.图3是输入和输出在同一端的双稳态触发器的最大饱和工作电流is随输入和输出
在同一端的双稳态触发器端口电压u
cfq
变化图。
29.图4是实验波形照片。对应所传输的脉冲的重复周期是5us，其对应的占空比是20％。
30.图5是实验波形照片。对应所传输的脉冲的重复周期是18us，其对应的占空比是70％。
具体实施方式
31.下面结合具体实施例对本发明进行进一步描述，但本发明的保护范围并不仅限于此：
32.本发明使用若干集成电路cmos逻辑反相器组成脉冲隔离传输装置，来完成经两小容值的高压电容来传输各种脉宽的脉冲。cmos逻辑反相器的具体内部电路和对应的逻辑符号如图1所示。
33.如图1所示，集成电路cmos逻辑反相器是由pmos q1和nmos q2构成，pmos q1和nmos q2尺寸大小是由pmos q1和nmos q2对应的宽w和长l的大小决定的。宽w和长l的尺寸越小，对应的pmos q1和nmos q2的几何尺寸越小。pmos q1的漏极与nmos q2的漏极相连为输出y端；pmos q1的栅极与nmos q2的栅极相连为输入x端；pmos q1的源极与电源vdd相连；nmos q2的源极与地gnd相连。逻辑符号如图所示，分别为输入x和输出y；对应的电源vdd和地gnd在符号中出现。
34.实施例1、一种电容耦合隔离传输脉冲信号的传输装置，若干cmos逻辑反相器来完成经两小容值的高压电容来传输各种脉宽的脉冲电路图，如图2所示。
35.其由发射侧、隔离区、接受侧组成；
36.所述发射侧包括三个cmos逻辑反相器u1、u2和u3，以及包括所需发射的脉冲信号vp。发射侧所需发射的脉冲信号vp经三个cmos逻辑反相器u1、u2和u3形成互为反相的va和vb驱动电源；脉冲信号vp经u1和u2得到与vp同相的驱动电压va，即vp经u1的输入端输入，u1的输出与u2的输入相连，u2的输出端为va；脉冲信号vp经u3产生vp反相的驱动电压vb，即vp经u3的输入端输入，u3的输出端为vb。发射侧cmos逻辑反相器的工作电源是vdd；对应的地是pgnd。
37.隔离区包括小容值高压电容c1和c2；
38.接受侧由pmos和nmos组成输入和输出在同一端的双稳态触发器加两个阻值相同的电阻ru和rd组成。如图2所示，pmos q1和nmos q2构成一cmos逻辑反相器u5；pmos q3和nmos q4构成另一cmos逻辑反相器u4；cmos逻辑反相器u4的输入端与u5的输出端相连；cmos逻辑反相器u5的输入端与u4的输出端相连；在接受侧，cmos逻辑反相器u4的输出为va1；cmos逻辑反相器u5的输出为vb1。接受侧这pmos和nmos组成输入和输出在同一端的双稳态触发器的pmos的源极经电阻ru与工作电源vcc相连；这pmos和nmos组成输入和输出在同一端的双稳态触发器的nmos的源极经电阻rd与地gnd相连。pmos和nmos组成输入和输出在同一端的双稳态触发器的端口电压，即pmos q1和q3的源极与nmos q2和q4的源极之间电压，是u
cfq
。接受侧工作电压vcc是pmos和nmos组成输入和输出在同一端的双稳态触发器的端口电压u
cfq
、电阻ru压降u
ru
和电阻rd压降u
rd
之和。这由pmos和nmos组成输入和输出在同一端的双稳态触发器的输入和输出在同一端，即cmos逻辑反相器u4的输出为这双稳态触发器的
输出端va1，也为这双稳态触发器的输入端；同样，cmos逻辑反相器u5的输出为这双稳态触发器的输出端vb1，也为这双稳态触发器的输入端vb1。
39.一般的双稳态触发器，即r-s触发器是对应的r或s输入端加电压脉冲来使得r-s触发器状态翻转。与一般的双稳态触发器不同，由于该双稳态触发器是其输入和输出在同一端，要使得该双稳态触发器的状态发生变化是需要在这双稳态触发器的两输出端va1和vb1加触发电流，并且这触发电流要足够大，才能使这双稳态触发器的状态发生变化；也就是说，一般的双稳态触发器是用电压脉冲在对应的r或s输入端作用使得一般的双稳态触发器的状态翻转；而这输入和输出在同一端的双稳态触发器没有专门的输入端，只能在其两个输出端va1和vb1加触发电流使得这输入和输出在同一端的双稳态触发器的状态翻转。进一步讲，一般的双稳态触发器是用电压触发双稳态触发器翻转状态；而这输入和输出在同一端的双稳态触发器用电流触发这输入和输出在同一端的双稳态触发器翻转状态。具体的讲，对应这接受侧pmos和nmos组成输入和输出在同一端的双稳态触发器的的端口电压u
cfq
和内部所设计的pmos和nmos的几何尺寸有一对应预定的最大导通饱和工作电流is；输入和输出在同一端的双稳态触发器预定的最大导通饱和工作电流is与输入和输出在同一端的双稳态触发器内部pmos和nmos的过驱动电压v
ovdrive
成现平方关系，其中过驱动电压v
ovdrive
是输入和输出在同一端的双稳态触发器的端口电压u
cfq
减去pmos或nmos的开启电压v
th
，表达公式如下：
[0040][0041]vovdrive
＝u
cfq-v
th
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(2)
[0042]
表达式中k是比例系数，它pmos和nmos管的几何尺寸相关。显然随着端口电压u
cfq
的增加，过驱动电压v
ovdrive
增加，这预定的最大导通饱和工作电流is以平方关系增加；同样随着端口电压u
cfq
的减小，过驱动电压v
ovdrive
减小，这预定的最大导通饱和工作电流is以平方关系减小。图3给了最大导通饱和工作电流is随pmos或nmos组成输入和输出在同一端的双稳态触发器的端口电压u
cfq
变化曲线图，为简单起见，选择k比例系数为1ua/v2，由图可见，u
cfq
从1v变化到10v，is几乎变化100倍，也就是说，随着输入和输出在同一端的双稳态触发器端口电压u
cfq
增加，这输入和输出在同一端的双稳态触发器翻转所需要的触发电流越来越大。
[0043]
如果pmos和nmos组成输入和输出在同一端的双稳态触发器内部导通的pmos和nmos流过的实际导通电流小于这预定的最大导通饱和工作电流is，该pmos和nmos组成输入和输出在同一端的双稳态触发器内部导通的pmos和nmos对应导通的漏源之间电压接近零；如果pmos和nmos组成输入和输出在同一端的双稳态触发器内部导通的pmos和nmos流过的实际导通电流大于这预定的最大导通饱和工作电流is，该pmos和nmos组成输入和输出在同一端的双稳态触发器内部导通的pmos和nmos对应导通的漏源之间电压就从接近零增加到接近这pmos和nmos组成输入和输出在同一端的双稳态触发器的端口电压u
cfq
。显然如果在这输入和输出在同一端的双稳态触发器的两输出端va1和vb1加自va1流入并从vb1流出或者自vb1流入并从va1流出的触发电流，并且这触发电流要足够大，即远大于这预定的最大导通饱和工作电流is，就可使得pmos和nmos组成输入和输出在同一端的双稳态触发器内部导通的pmos和nmos对应导通的漏源之间电压从接近零伏变化到pmos和nmos组成输入和输出在同一端的双稳态触发器的端口电压u
cfq
，这就能使这双稳态触发器的状态发生变化，即
这外加自va1流入并从vb1流出或者自vb1流入并从va1流出的触发电流会使得这输入和输出在同一端的双稳态触发器状态翻转。
[0044]
这输入和输出在同一端的双稳态触发有两大特点：其一是必须用电流触发状态翻转；其二是这外加触发电流是必须大于预定的最大导通饱和工作电流is。
[0045]
在发射侧与接受侧之间的隔离区中分别用小容值高压电容c1和c2把发射侧va和vb经c1和c2耦合到接受侧的va1和vb1端。在发射侧，vp脉冲经三个cmos逻辑反相器u1、u2和u3形成互为反相的va和vb驱动电源，等效的经两小容值高压电容c1和c2传输的突变电压是两倍发射侧工作电压vdd；这两倍发射侧工作电压vdd经两小容值高压电容c1和c2串联到接受侧的其输入和输出在同一端双稳态触发器形成触发电流，利用电容电压不突变的特点，va1跟随va变化而变化；vb1跟随vb1变化而变化。这样发射侧vp脉冲波形的突变可以经过小容值高压电容c1和c2耦合到接受侧的va1和vb1端产生相当大的触发脉冲电流，这触发脉冲电流的幅值是由两倍发射侧工作电压vdd和回路电阻值决定；这触发脉冲电流是从va1进自vb1出或者是从vb1进自va1出；这脉冲电流的脉宽是由小容值高压电容和回路电阻对应的时间常数决定的，是随时间指数衰减。发射侧经两小容值高压电容c1和c2传输的触发能量是这触发电流关于时间积分，即为所传输的触发电荷q
fsc
，发射侧所传输的触发电荷q
fsc
如表达式所示是与发射侧工作电压vdd有关，与两小容值高压电容c1和c2的串联等效值有关，而与两小容值高压电容c1和c2的绝对容值之差无关。
[0046]
显然对同一值q
fsc
，可以增加vdd而减小两小容值高压电容c1和c2的容值。
[0047][0048]
要使得接受侧的其输入和输出在同一端的双稳态触发器能可靠的翻转，有三个条件：其一发射侧经两小容值高压电容c1和c2传输的触发电流；其二这外加触发电流必须大于接受侧pmos和nmos组成输入和输出在同一端的双稳态触发器的的端口电压u
cfq
和内部所设计的pmos和nmos的几何尺寸有一对应预定的最大导通饱和工作电流is；其三需要这触发电流要提供一定的触发能量来保证这接受侧的其输入和输出在同一端双稳态触发器能可靠的翻转。所需的触发能量是可以用接受侧接受到的触发注入的电荷量q
jsc
来表征。接受侧的其输入和输出在同一端的双稳态触发器能可靠的翻转所需的触发注入电荷q
jsc
是由这接受侧pmos和nmos组成输入和输出在同一端的双稳态触发器的的端口电压u
cfq
和内部所设计的pmos和nmos的几何尺寸有一对应预定的最大导通饱和工作电流is，和接受侧的其输入和输出在同一端的双稳态触发器能可靠的翻转时间tr决定的。注意：如图3所示，这预定的最大导通饱和工作电流is是随输入和输出在同一端的双稳态触发器的的端口电压u
cfq
的变化而变化的。
[0049]qjsc
＝is*tr
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(4)
[0050]
显然保证接受侧的其输入和输出在同一端的双稳态触发器能可靠的翻转的条件三是可以表达为：发射侧经两小容值高压电容c1和c2传输的触发电荷q
fsc
要大于接受侧的其输入和输出在同一端双稳态触发器能可靠的翻转所需的触发注入电荷q
jsc
。
[0051]qfsc
》q
jsc
(5)
[0052]
vp脉冲从发射侧经两小容值高压电容c1和c2传输到接受侧，在接受侧的其输入和输出在同一端的双稳态触发器的va1和vb1之间的电压差波形是对应与vp同相的脉冲波形。
[0053]
在图2中，由于发射侧的地pgnd与接受侧的地gnd不是等电位，pgnd和gnd之间是共模电压。发射侧输出的va和vb之间是差模电压。小容值高压电容c1和c2传输的电流是包含va和vb之间的差模电压经小容值高压电容c1和c2产生的差模电流从va1进自vb1出或者是从vb1进自va1出，也包含pgnd和gnd之间的共模电压经小容值高压电容c1和c2产生的共模电流同时向va1和vb1流入或者同时自va1和vb1流出。
[0054]
对输入和输出在同一端的双稳态触发器而言，从va1进自vb1出或者从vb1进自va1出的触发电流是差模电流。输入和输出在同一端的双稳态触发器翻转过程是：差模电流首先从输入和输出在同一端的双稳态触发器中已导通的pmos和nmos流过；当这差模电流大于预定的最大导通饱和工作电流is使得已导通的pmos和nmos的漏源电压自接近零伏增加到输入和输出在同一端的双稳态触发器端口电压u
cfq
,而使得输入和输出在同一端的双稳态触发器中不导通的pmos和nmos导通，即输入和输出在同一端的双稳态触发器状态翻转；而这差模电流转由刚输入和输出在同一端的双稳态触发器状态翻转后导通的pmos和nmos的体二极管导通，这样刚输入和输出在同一端的双稳态触发器状态翻转后导通的pmos和nmos的导通电流小于这预定的最大导通饱和工作电流is，导通的pmos和nmos的漏源电压是接近零伏，即这差模电流不再影响这输入和输出在同一端的双稳态触发器状态翻转。
[0055]
对输入和输出在同一端的双稳态触发器而言，同时向va1和vb1流入或者同时自va1和vb1流出的触发电流是共模电流。无论输入和输出在同一端的双稳态触发器的状态翻转与否，这共模电流的通路是分两路，其一从已导通的pmos或nmos的体二极管流过，其二从已导通的pmos或nmos内流过。显然从已导通的pmos或nmos的体二极管流过的共模电流是不会影响这输入和输出在同一端的双稳态触发器状态翻转；但从已导通的pmos或nmos内流过的共模电流如果大于这预定的最大导通饱和工作电流is，这使得已导通的pmos和nmos的漏源电压自接近零伏增加到输入和输出在同一端的双稳态触发器端口电压u
cfq
而使得这输入和输出在同一端的双稳态触发器状态翻转。再具体地讲，pgnd和gnd之间的共模电压经一个小容值高压电容c1或c2产生一流经输入和输出在同一端的双稳态触发器的已导通的pmos或nmos的共模电流，如果这共模电流大于这预定的最大导通饱和工作电流is，这使得已导通的pmos和nmos的漏源电压自接近零伏增加到输入和输出在同一端的双稳态触发器端口电压u
cfq
而使得这输入和输出在同一端的双稳态触发器状态翻转。
[0056]
这pgnd和gnd之间的共模电压经一个小容值高压电容c1和c2产生的共模电流是一电容位移电流，与共模电压变化斜率和高压电容的容值相关。降低共模电压变化斜率和减小高压电容的容值都有助于减小这共模位移电流。
[0057]
减小耦合高压电容c1和c2的容值是有助于提高抗共模电压干扰能力，但减小耦合高压电容c1和c2的容值是减小对应耦合的电流。减小耦合高压电容c1和c2的容值又保证这输入和输出在同一端的双稳态触发器状态可靠翻转，可以增加图2所示的两个电阻ru和rd的电阻值，来使得输入和输出在同一端的双稳态触发器对差模触发电流的阀电流比较低，而对共模触发电流的阀电流依然相当高；这样可以保证减小耦合高压电容值依然能保证这输入和输出在同一端的双稳态触发器状态在比较小的差模触发电流下可靠翻转，又由于减小耦合高压电容值，从而减小对应的共模电流；又由于共模触发电流的阀电流依然相当高，而提高抗共模干扰能力。
[0058]
图2所示的接受侧的输入和输出在同一端的双稳态触发器增加两个电阻ru和rd的
电阻值来影响和改变输入和输出在同一端的双稳态触发器预定的最大导通饱和工作电流is的工作原理是针对差模电流和共模电流分别介绍。
[0059]
差模电流输入情况：假设图2中q1和q4导通而q2和q3截至，当差模电流自输入和输出在同一端的双稳态触发器的输出端va1端流入和从vb1端流出；差模电流经q4和电阻rd入地，差模电流在电阻rd产生压降u
rd
；差模电流经工作电压vcc流过电阻ru，差模电流在电阻ru产生压降u
ru
；差模电流经电阻ru和q1经输入和输出在同一端的双稳态触发器的输出端vb1流出。由于差模电流经电阻ru和rd产生电压降和u
ru
+u
rd
，输入和输出在同一端的双稳态触发器的端口电压u
cfq
，即pmos q1源极到nmos q4源极之间电压u
cfq
是接受侧工作电压vcc减去电压降和u
ru
+u
rd
，即u
cfq
＝vcc-(u
ru
+u
rd
)。通过选择合适的电阻ru和rd值，使得在差模触发电流输入时，可以使得输入和输出在同一端的双稳态触发器的端口电压u
cfq
从vcc迅速下降到相当低的电压vcc-(u
ru
+u
rd
)，由表达式(1)和(2)和图3所示最大导通饱和工作电流is随端口电压u
cfq
变化曲线显示：端口电压u
cfq
从vcc迅速下降到相当低的电压，这将迅速降低输入和输出在同一端的双稳态触发器预定的最大导通饱和工作电流is，这使得输入和输出在同一端的双稳态触发器在相当低的差模触发电流条件下可靠的翻转。
[0060]
共模电流输入情况：同样假设图2中q1和q4导通而q2和q3截至，当共模电流向输入和输出在同一端的双稳态触发器的输出端va1端和从vb1端同时流入；向输入和输出在同一端的双稳态触发器的输出端va1端流入的共模电流经q4和电阻rd入地gnd，这共模电流在电阻rd产生压降u
rd
；这共模电流经地gnd回到pgnd和gnd之间的共模电压。向输入和输出在同一端的双稳态触发器的输出端vb1端流入的共模电流经q1的体二极管和电阻ru到接受侧工作电压vcc，共模电流在电阻ru产生压降u
ru
；共模电流经vcc和gnd回到pgnd和gnd之间的共模电压。由于电阻rd产生压降u
rd
与电阻ru产生压降u
ru
互为反极性，在rd＝ru条件下，共模电流经电阻ru和rd产生电压降和u
ru
+u
rd
为零。输入和输出在同一端的双稳态触发器的端电压u
cfq
，即pmos q1源极到nmos q4源极之间电压u
cfq
是接受侧工作电压vcc减去电压降和u
ru
+u
rd
，即u
cfq
＝vcc-u
ru
+u
rd
＝vcc。可见当选择电阻rd和ru的电阻值相等，即：rd＝ru,在共模电流输入时，可以使得输入和输出在同一端的双稳态触发器的端口电压u
cfq
保持为vcc，由表达式(1)(2)可知，由于输入和输出在同一端的双稳态触发器的端口电压u
cfq
保持为高电压vcc,这使得输入和输出在同一端的双稳态触发器预定的最大导通饱和工作电流is处于高阀值而使共模触发电流难以使得输入和输出在同一端的双稳态触发器翻转。
[0061]
对比差模电流输入和共模电流输入情况，由于电阻rd和ru的作用，在差模电流输入时，输入和输出在同一端的双稳态触发器的端口电压u
cfq
为接受侧工作电压vcc减去电压降和u
ru
+u
rd
，即u
cfq
＝vcc-(u
ru
+u
rd
)；在共模电流输入时，输入和输出在同一端的双稳态触发器的端口电压u
cfq
保持为高电压vcc。由于电阻rd和ru的作用，输入和输出在同一端的双稳态触发器的端口电压u
cfq
在差模电流输入和共模电流输入的差异，这使得在差模电流输入时，由于输入和输出在同一端的双稳态触发器的端口电压u
cfq
迅速下降，而使得对应的预定的最大导通饱和工作电流is也迅速下降，输入和输出在同一端的双稳态触发器能以相当小的差模电流可靠翻转；而使得在共模电流输入时，由于输入和输出在同一端的双稳态触发器的端口电压u
cfq
保持为高电压vcc,而使得对应的预定的最大导通饱和工作电流is也依然保持高阀值，输入和输出在同一端的双稳态触发器不能以这共模电流翻转。
[0062]
输入和输出在同一端的双稳态触发器的两输出端口电压差(va1-vb1)是对应发射
侧的发射脉冲vp波形。由于输入和输出在同一端的双稳态触发器经两串入电阻ru和rd与接受侧工作电压vcc和地gnd相接，共模电流在两串入电阻ru和rd上产生对应的共模电压。为此还需要用差分检测电路来提取输入和输出在同一端的双稳态触发器的两输出端口脉冲电压差(va1-vb1)而去除两串入电阻ru和rd上的共模电压。有许多差分检测的方法就不再本发明中讨论。
[0063]
图2中由于串入电阻ru和rd，如果c1＝c2,ru＝rd,对差模电流而言，回路电阻是2
×
ru，差模电流回路的时间常数是τ＝c1
×
ru。对共模电流而言，回路电阻是ru,共模电流回路的时间常数也是τ＝c1
×
ru。
[0064]
具体如下实验波形所示：
[0065]
1、图4是由图2所述电路来传输vp脉冲，脉冲的重复周期是5us，其对应的占空比是20％，图中ch2，即下波形，是vp脉冲波形；ch3，即上波形，是接受侧接受到的脉冲波形。接受侧接受到的脉冲波形完全无失真的重复了vp脉冲波形。
[0066]
2、图5是由图2所述电路来传输vp脉冲，脉冲的重复周期是18us，其对应的占空比是70％，图中ch2，即下波形，是vp脉冲波形；ch3，即上波形，是接受侧接受到的脉冲波形。接受侧接受到的脉冲波形完全无失真的重复了vp脉冲波形。
[0067]
从图4和图5所示的波形看，由图2电路来传输vp脉冲，在其接受侧接受到的脉冲波形，无论这脉冲的重复周期是5us还是18us，无论这脉冲的占空比是20％还是70％，这接受侧接受到的脉冲波形能完全无失真的重复了vp脉冲波形。
[0068]
最后，还需要注意的是，以上列举的仅是本发明的若干个具体实施例。显然，本发明不限于以上实施例，还可以有许多变形。本领域的普通技术人员能从本发明公开的内容直接导出或联想到的所有变形，均应认为是本发明的保护范围。