双电力供应检测电路的制作方法

本发明涉及一种双电力供应检测电路。本公开还涉及一种包括电力供应检测电路的集成电路，并且更具体地,涉及一种逻辑集成电路。

背景技术：

在用于集成电路(诸如，逻辑电路)的电力供应电路中，在电力接通或斜升期间，dc供应电压(或vcc)将上升并最终稳定在特定dc值。随着dc供应斜升，电力供应电路中的晶体管在电压节点(诸如，栅极、源极或漏极)达到特定的期望dc供应电压(vcc)之前经历子阈值电压。晶体管在子阈值电压下的操作可能在电力供应的输出处导致不需要的电压脉冲。这种不需要的电压脉冲(也称为毛刺)可能在电力供应电路所连接的集成电路中引起不需要的行为。

毛刺可被定义为电子电路(诸如，逻辑电路)的输出上的不需要的电压或信号。参看如图1所示的概括数据传送系统，在第一逻辑电路systema的输入处接收数据。第一逻辑电路的输出连接到第二电路systemb的输入，并且第二电路提供用于连接到另外的电路(未示出)的数据输出。在操作期间，第二电路可被启用(换句话说，上电)并且准备好从第一逻辑电路接收数据，但是第一逻辑电路可能没有准备好将数据传送到被启用的第二电路。在这种情况下，如果存在由第一逻辑电路生成的任何毛刺或不需要的电压或信号，则它们将被传送到被启用的第二电路。如果毛刺的幅度大于第二电路的输入阈值电压，则该毛刺将被第二电路处理，这可能在第二电路的输出处导致错误且不想要的信号。目前，可以通过使电子电路供应电压的接通与第二电路的接通同步来减小毛刺的影响。然而，同步需要两个电路之间的附加定时信号，该附加定时信号防止第二电路的接通直到毛刺已经过去为止。

此外，对于缓慢上升的电力供应，电力供应检测电路通常使驱动器和其它电路能够从vcc汲取电流。当电力供应强取电流时，vcc电平可能下降，导致供应检测的阈值偏移，并且可能使输出不能返回到vcc，从而导致电压振荡，电压振荡会导致过电流。

同样，高到低电压转变和低到高电压转变以及两个供应域中的vcc和vin之间的供应差异，阈值电压可能不匹配。这种不匹配可能导致毛刺。

技术实现要素：

根据一个实施例，提供了一种双电力供应检测电路，包括：第一输入级场效应晶体管和第二输入级场效应晶体管；反相器级；反馈级场效应晶体管；第一补偿电路和第二补偿电路；其中，反相器级包括晶体管的互补对，晶体管的互补对包括nmos晶体管和pmos晶体管，nmos晶体管和pmos晶体管被配置和布置为使得pmos晶体管的栅极长度和nmos晶体管的栅极长度不同。

可选地，反相器级可以包括晶体管的至少两个互补对，晶体管的至少两个互补对包括第一nmos晶体管和第二nmos晶体管以及第一pmos晶体管和第二pmos晶体管；其中，第一nmos晶体管的栅极长度大于第一pmos晶体管的栅极长度，并且第二pmos晶体管的栅极长度大于第二nmos晶体管的栅极长度。

反馈级场效应晶体管的栅极长度可以小于输入级场效应晶体管的栅极长度。

所述双电力供应检测电路还可以包括前馈级，前馈级连接在输入级场效应晶体管的输出与或非(nor)级的输入之间。或非级可以包括第一互补的nmos晶体管pmos晶体管以及第二互补的nmos晶体管和pmos晶体管，其中，pmos晶体管的栅极长度大于nmos晶体管的栅极长度。反相器级的输出可以连接到或非级的第一输入和第二输入。

反馈级场效应晶体管的栅极长度可以小于输入级场效应晶体管的栅极长度，以提供供应电压滞后作用。

双电力供应检测电路还可以包括与第一输入级晶体管串联连接的第二输入级晶体管。

双电力供应检测电路还可以包括第一电阻器、第二电阻器和第三电阻器，其中，第一电阻器和第二电阻器连接在反馈级场效应晶体管的源极和漏极之间，并且第三电阻器连接在第二电阻器和输入级场效应晶体管的源极之间。

第一电阻器、第二电阻器和第三电阻器的总电阻可以大于输入级晶体管的漏极源极电阻。

双电力供应检测电路还可以包括：第一过滤电容器和第二过滤电容器，其被配置和布置为对高频率供应电压斜坡进行滤波。第一滤波电容器可以连接在第一电阻器和第二电阻器之间，并且第二滤波电容器被连接。

双电力供应检测电路还可以包括第一电流补偿支路和第二电流补偿支路。

还提供了一种包括根据实施例的双电力供应检测电路的集成电路。

集成电路可以是包括以下项中的任一项或多项的逻辑电路：缓冲器、反相器、与(and)门、与非(nand)门、或(or)门、或非(nor)门、异或非(exclusive-nor)门、或者异或(exclusive-or)门。

附图说明

为了能够详细理解本公开的特征的方式，参考实施例进行更具体的描述，其中一些实施例在附图中被示出。然而，应当注意，附图仅示出了典型的实施例，并且因此不应被认为是对实施例的范围的限制。附图是为了便于理解本公开，因此不一定按比例绘制。当结合附图阅读本说明书时，所要求保护的主题的优点对于本领域技术人员将变得显而易见，在附图中，相同的附图标记用于表示相同的元件，并且在附图中：

图1示出了已知的通用数据传送系统；

图2示出了根据实施例的电力供应检测电路的框图；

图3示出了根据实施例的双电力供应检测电路的电路图；

图4示出了在根据图3的双电力供应检测电路的操作期间的各种波形(a)至(h)；

图5示出了在根据图3的双电力供应检测电路的操作期间的各种波形(a)至(h)；

图6示出了在根据图3的双电力供应检测电路的操作期间的各种波形(a)至(h)；

图7a和7b示出了在根据图3的双电力供应检测电路的操作期间的各种波形(i)到(vi)；以及

图8a和8b示出了在根据图3的双电力供应检测电路的操作期间的各种波形(i)到(vi)。

具体实施方式

图2示出了根据实施例的电力供应检测电路200的通用功能框图。概括来说，电力供应检测电路200包括：输入级210；反相器级220；或非级230；第一补偿级235和第二补偿级236；反馈级240；以及前馈线路250。

输入级210包括多个输入端211、212。一个输入端接收第一输入电力供应电压vcc212，一个输入端接收第二供应电压vin211。

输入级210包括连接到反相器级220的输入的输出线路214。来自反相器级220的反相器输出线路222连接到或非级230。此外，反相器输出线路222还连接到反馈级240，并且反馈级240又连接到输入级210。前馈线路250从输入级的输出线路214连接到或非级的输出线路232。或非级输出线路232提供电力供应检测电路200的输出电压vout。

当在输入级210的输入处存在低于最小工作电压的输入电力供应电压时，输入级210将部分地导通，并且在输入级210的输出处引起未定义的电压，该未定义的电压可能引起不需要的电压脉冲或毛刺被传递到反相器级220。反相器级由三个反相器组成，目的是通过增加第一反相器级和第三反相器的开关电平来过滤不需要的毛刺。第二反相器的开关电平的尺度为vcc的约50％。

反相器级220被配置为衰减或减小来自输入级210的电压和毛刺的幅度。来自反相器级220的被衰减的电压和毛刺然后通过反馈级240反馈到输入级210。

第一补偿级235被配置和布置为当输入电力供应电压vcc开始升高时补偿阈值电压变化。第二补偿级236被配置和布置为当输入电力供应开始下降时补偿阈值电压变化。第一补偿级235连接在反馈级240和反相器级220之间作为反馈。第二补偿级236连接在反馈级240和输入级210的输出线路214之间。

反馈级240提供滞后作用，即斜升阈值电压(例如，如下所讨论的vcc1)和斜降阈值电压之间的电压差。通过使用滞后作用，防止了可能引起错误的禁用信号的输入电力供应电压的任何下降，从而防止了可能在输出中引起过电流和/或毛刺的振荡。

反相器级220的输出线路222还连接到或非级的输入。或非级230在输入电力供应电压开始斜降到阈值(例如如下所讨论的vcc2)以下并禁用或绕过反相器级220时使用。

图3示出了实现双电力供应检测电路300的电路图，该双电力供应检测电路300体现了图2的通用功能框图。双电力供应检测电路300的输入级310包括用于接收第一输入电力供应电压vcc的第一输入晶体管mn1，第一输入晶体管mn1具有栅极端子、源极端子和漏极端子。此外，输入级310包括用于接收第二供应电压vin的第二输入晶体管mn9。第二输入晶体管mn9包括栅极端子、源极端子和漏极端子。第一输入晶体管mn1的漏极被连接到第二输入晶体管mn9的源极，使得第一输入晶体管与第二输入晶体管串联。第二输入晶体管mn9的漏极连接到地(或零)。

输入晶体管mn1的源极端子形成输入级310的输出端子314，并且漏极端子连接到地。源极端子还经由电阻器r1、r2和r3以及反馈晶体管mpfb连接到供应电压vcc。

输入级310的输出端314(ladder_out)连接到反相器级320的输入。反相器级包括串联连接的反相器。在此示例中，反相器级包括四个反相器，即，第一反相器inv2、第二反相器inv3、第三反相器inv4及第四反相器inv5，然而技术人员将了解，可选择任何数目。反相器inv2、inv3、inv4和inv5中的每一个由互补的nmos晶体管及pmos晶体管形成，其中反相器串联连接。nmos晶体管mn2的栅极和pmos晶体管mp2的栅极连接在一起，并且一起连接到输入级310的输出端314。同样地，nmos晶体管mn3和pmos晶体管mp3的栅极连接在一起，对于更高顺序的互补的nmos和pmos晶体管对依此类推。

pmos晶体管mp2、mp3、mp4、mp5中的每一个的源极都连接到供应电压vcc。nmos晶体管mn2、mn3、mn4、mn5中的每一个的漏极端子都连接到地。pmos晶体管mp2、mp3、mp4的漏极端子连接到nmos晶体管mn2、mn3、mn4的对应的源极端子，以与更高顺序的反相器的栅极连接。例如，pmos晶体管mp2的漏极端子连接到nmos晶体管mn2的源极端子，二者又连接到pmos晶体管mp3的栅极端子和nmos晶体管mn3的栅极端子。这形成反相器inv2、inv3、inv4、inv5的串联连接。对于串联中的最后一个反相器，在这种情况下是inv5，pmos晶体管mp5的漏极端子连接到nmos晶体管mn5的源极端子，并且这一连接形成反相器级320的输出，反相器级320的输出连接到如下面更详细讨论的或非级330的输入和反馈级340。

第一反相器inv2由pmos晶体管mp2和nmos晶体管mn2形成。第二反相器inv3由pmos晶体管mp3和nmos晶体管mn3形成。第三反相器inv4由pmos晶体管mp4和nmos晶体管mn4形成。第四反相器inv5由pmos晶体管mp5和nmos晶体管mn5形成。

第一反相器、第二反相器、第三反相器和第四反相器中的每一个被布置为使得每一个反相器的pmos晶体管和nmos晶体管的栅极长度l不相等。更具体而，pmos晶体管mp2的栅极长度lmp2大于nmos晶体管mn2的栅极长度lmn2。同样地，nmos晶体管mn3的栅极长度lmn3大于pmos晶体管mp3的栅极长度lmp3。此外，pmos晶体管mp4的栅极长度lmp4大于nmos晶体管mn4的栅极长度lmn4。nmos晶体管mn5的栅极长度lmn5大于pmos晶体管mp5的栅极长度lmp5。

技术人员将看到，针对每个随后的反相器交替的相对栅极长度可以更一般地由下式给出：

lpn＞lnn，lnn＞lpn

以这种方式，本实施例的栅极长度可以描述如下：

lmp2＞lmn2、lmn3＞lmp3、lmp4＞lmn4和lmn5＞lmp5栅极长度的这种布置确保了交替的晶体管跟随电力供应电压vcc和地。在电力供应电压斜升期间，当nmos晶体管的栅极长度大于对应的pmos晶体管的栅极长度时，互补对中的pmos晶体管的子阈值电流主导该互补对中的对应的nmos晶体管。相反，当pmos晶体管的栅极长度大于对应的nmos晶体管的栅极长度时，nmos晶体管的子阈值电流主导pmos晶体管。

以这种方式，当pmos晶体管的栅极长度大于对应的nmos晶体管的栅极长度时，由于nmos晶体管的子阈值电流主导对应的pmos晶体管的子阈值电流，所以反相器输出to将被拉低。类似地，当nmos晶体管的栅极长度大于对应的pmos晶体管的栅极长度时，由于pmos晶体管的子阈值电流主导对应的nmos晶体管的子阈值电流，所以反相器输出to将跟随电力供应电压vcc。

因此，技术人员将看到，在电力供应斜升期间，第一反相器inv2输出倾向跟随地，第二反相器inv3倾向跟随供应电压vcc，第三反相器inv4倾向跟随地，第四反相器inv5倾向跟随供应电压vcc。这种布置能够衰减在电力供应电压斜升期间在任何级中出现的任何毛刺。

可以根据所需的衰减量和集成电路设计上的可用面积来选择反相器的数量。技术人员将理解，更高数量的反相器将提供增加的衰减，但是将损失集成电路设计上的可用面积。

如上所述，反相器级320的输出连接到或非级330的输入。或非级330被布置为两输入或非门，其中第一输入a连接到第四反相器inv5的输出，并且第二输入b经由前馈线路350连接到输入晶体管mn1。第一输入a由两个互补的晶体管mn6和mp7的栅极形成。第二输入b由互补的晶体管mn7和mp6的栅极形成。

或非级330的输出以及因此双电力供应检测电路300的输出332被布置在晶体管mp7的漏极端子、晶体管mn6的源极端子和晶体管mn7的源极端子的节点处。或非级330被配置和布置为当供应电压斜降时禁用反相器级。

形成或非级的nmos晶体管的栅极长度和pmos晶体管的栅极长度被布置为使得晶体管mp6的栅极长度和晶体管mp7的栅极长度大于晶体管mn6的栅极长度和晶体管mn7的栅极长度。

返回参见反相器级320，输出322连接到第一补偿级335。当输入电压vin升高时，第一补偿级335被启用，并且第一补偿级335解决了当输入电压vin升高时的阈值电压变化的问题。当vcc为高且vin从0v斜升时，启用第一补偿级335。由于反相器级320的输出322处于0v，晶体管mpf1被接通并以三极管模式进行操作，并且由此，第一补偿级被设计为当vcc或vin斜升或者vcc和vin两者都斜升时汲取更高的电流。这使得当vcc或vin斜升时更高的阈值电压成为可能。

反馈电阻器rfb用于设置节点res_bot处的电势，并且均衡两个支路mpdiode和res_top之间的电流。在低vcc电平处，支路res_top传导电流。第二支路在较高vcc电平处被接通以重定向电流，这限制了通过支路res_top的电流并保持节点res_bot上的电压基本上恒定。mnf1和mnf2具有与如上所述的mn1和mn9相同的目的。

电阻器rfb和晶体管mnf1的节点连接到晶体管mpdiode的源极，且由互补的n沟道晶体管mnf3和p沟道晶体管mpf3形成的另一反相器inv6连接到晶体管mpdiode的漏极。晶体管mpdiode被连接配置为二极管连接的晶体管，由晶体管mpdiode的栅极连接到漏极。mnf4和mnf5在相对于mn1和mn9较高的vcc电平处导通。

当vcc最小且vin正在上升时，像二极管一样连接的晶体管mpdiode减小通过支路mnf4和mnf5的电流。相反，当vcc最大且vin正在上升时，通过晶体管mpdiode的电流将高于通过晶体管mnf1和mnf2的电流。结果，对于不同的vcc值，例如vcc最大或vcc最小的情况，可以使整个系统的阈值电压在vin升高时的变化最小化。由mpdiode、mnf4和mnf5限定的电流补偿支路允许控制通过mnf1的电流，并且可以包括mnf2以进一步最小化阈值电压变化。通过增加多个支路，通过电路的电流将在每个支路上被平均，并因此减小vt变化。

第二补偿电路336连接到电阻器r2和r3的节点以及输入晶体管mn1的输出和地。如上所述，第二补偿级236被配置和布置为当输入电力供应开始下降时补偿阈值电压变化。当vin或vcc高于阈值电压时，通过使反馈晶体管mpfb的栅极处的电压变高来禁用第一补偿电路335，从而禁用反馈晶体管mpfb，并且电阻器r1和r2被启用并添加到电阻器r3，并且补偿电路335进入低功率模式，因为低功率模式操作具有小静态电流消耗(也称为小静态电流)。

当vcc为高并且vin下降时，晶体管mn12导通并且比mn1传导更多的电流，使得更少的电流流过mn1，因此均衡mn1和mn9之间的高vcc电平处的vt电平，以实现减小毛刺。同样，当vcc为低并且vin下降时，晶体管mn12被截止并且比mn1传导更少的电流，使得更多的电流流过mn1。这允许对mn1和mn9之间的高vcc电平处的vt电平的均衡，因此使得对于vcc为低并且vin下降的情况，毛刺减少。结果，当vin下降时，对于不同的vcc值，例如，vcc最大或vcc最小，阈值电压的变化可以被最小化。

第一补偿级335的输出连接到反馈级340。反馈级包括反馈晶体管mpfb和与反馈晶体管mpfb连接的电阻器r1、r2和r3的网络，以限制从供应电压vcc通过输入晶体管mn1到地的电流。反馈晶体管mpfb可以是pmos晶体管，并且输出322连接到反馈晶体管mpfb的栅极端子。提供电阻器r1、r2和r3的网络以限制电流从供应电压vcc向地的流动。具体地，当供应电压斜升并在输入级被检测到时，n沟道晶体管mn1导通并从供应电压vcc汲取电流。电阻网络r1、r2和r3限制了从供应到地的贯穿(shootthrough)电流，并防止了静态电流。输入晶体管mn1的栅极长度lmn1大于反馈晶体管mpfb的栅极长度lmpfb。如上文更详细地讨论的，上述的反馈布置提供滞后作用。

可选地，第一过滤电容器cfilter1可以连接在电阻器r2和r1之间的节点处。同样地，第二过滤电容器cfilter2可连接在反相器inv4的输出与反相器inv5的输入之间。可以提供过滤电容器cfilter1和cfilter2以对高频率斜坡进行滤波。这通过在供应斜降时保持电容器cfilter1上的电压恒定来使得电力供应能够在高频率下被切换，而电容器cfilter2在供应斜升期间对电压进行过滤。

由于包括第二输入晶体管mn9，所以当供应电压vcc和第二供应电压vin都大于阈值电压时，输出电压vout将跟随vcc。可替代地，当供应电压vcc或第二供应电压vin小于阈值电压时，vout将为零。

可以参照图4至图7b所示的情形来理解双电力供应检测电路300与第一补偿电路335和第二补偿电路336一起的操作。

图4的波形(a)到(g)示出了当在第一供应电压vcc(波形(b))被启用之后第二供应电压vin(波形(a))被启用(或为高)时以及当在第一供应电压vcc被禁用之前第二供应电压vin被禁用(或为低)时，根据图3的双电力供应检测电路300的操作。如波形(c)所示，当vin低于vcc1(在vin的上升沿上)时，以及当vin低于vcc2(在vin的下降沿上)时，输出电压vout保持为低。

图5的波形(a)到(g)示出了当在第二供应电压vin(波形(a))被启用之后第一供应电压vcc(波形(b))被启用(或为高)以及当在第二供应电压vin被禁用之前第一供应电压vcc被禁用(或为低)时，根据图3的电路的操作。如波形(c)所示，当第一供应电压vcc低于阈值vcc1(在vcc的上升沿上)时，以及当第一供应电压vcc低于阈值vcc2(在vcc的下降沿上)时，输出电压vout保持为低。

图6的波形(a)至(g)示出了如上面针对图3所述的电路的操作。在图6中，第一供应电压vcc(波形(b))和第二供应电压vin(波形(a))同时被启用。图6的波形(c)到(e)与上面针对图4的波形(f)和(g)描述的波形相同，并且图6的波形(c)到(e)示出了当第一供应电压vcc(波形(b))和第二供应电压vin(波形(a))斜升和斜降时的电流行为。

当第一供应电压vcc斜升并低于vcc1时，只要晶体管mn1饱和，反馈晶体管mpfb就被导通并且电流继续指数增加。如波形(d)所示，由于mn1的栅极电压的增加，输出电压下降。晶体管mpfb截止，并且通过mpfb的电流降至零。如波形(g)所示，通过晶体管mn1的电流被电阻r1、r2和r3的和限制。类似地，当供应斜降并低于vcc2时，晶体管mpfb再次导通并传导电流，直到vcc达到晶体管mpfb被截止的电平。

图7a描绘了当vin升高并且vcc处于0.9v时的各种波形。这示出了通过反馈网络中的两个并联电流路径的电流(即，通过晶体管mpdiode的电流和通过晶体管mnf2的电流)的行为。随着vin升高，通过mpdiode的电流减小到零且所有电流流过mnf2。当res_bot上的电压达到inv6的阈值电压时，信号hys_pos_en变为高，这禁用了反馈路径。图7b描绘了当vin升高并且vcc处于5.5v时的各种波形。这些波形与图7a进行比较。通过mpdiode的电流随着vin升高而继续升高，并且仅小部分电流流过mnf2。现在，通过mnf2的电流与图7a的通过mnf2的电流相同。这种补偿允许限制阈值电压vt随vcc的变化而进行的变化。图8a描绘了当vin下降而vcc处于0.9v时的各种波形。当vcc处于0.9v时，通过mn12的电流为零。

图8b描绘了当vin下降而vcc处于5.5v时的各种波形。电阻器阶梯的电流的一部分流过mn12，并且仅小部分电流流过mn1。当vin下降并且下降的阈值电压的变化最小时，应用该补偿。

根据实施例的电力供应检测电路可以被实现为较大的功能电路(诸如，集成电路(ic))的一部分。功能电路可以是逻辑电路，诸如，缓冲器、反相器、与门、与非门、或门、或非门、异或非门、或者异或门。同样地，功能电路可以是上述逻辑电路的任何适当组合。

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