一种带跨导增强技术和双LC匹配网络的宽带倍频器

一种带跨导增强技术和双lc匹配网络的宽带倍频器
技术领域
1.本发明属于毫米波通信技术领域，涉及频率源中的倍频器，具体提供一种带跨导增强技术和双lc匹配网络的宽带倍频器。


背景技术：

2.随着无线通信技术的发展，人们对信息量的要求越来越高，因此工作频率也越来越高，为了支持多频段业务和多标准应用，超宽的工作带宽已成为此类无线系统的巨大需求。此外，这种5g系统将需要复杂的调制方案，甚至高达256
‑
qam，这就对射频电路的线性度、snr和本振相位噪声的严格要求。
3.为了满足毫米波通信的发展与应用，需要一个高频的，具备优良优良带宽的本振信号，并且要求比较高的输出功率和效率。毫米波的高光谱纯度、高稳定性和高功率频率源的设计一直是一个具有挑战性的工作；实际上，随着设计频率的增加，满足严格的相位噪声和抖动要求的频率源变得更具挑战性。使用带有倍频器的低频稳定频率源来产生高频信号可以放宽性能指标，并且可以大大减少基本频率源和预分频器的功率速度折衷，从而减少了总体系统功率预算。因此，开发能够在毫米波宽频率范围内有效工作的高功率和高转换增益倍频器成为研究的热点。
4.最近，一种经典的宽带倍频器被研究者提出，其电路原理图如图8所示；其中，晶体管m1、m2构成二倍频级，源级接地，漏极连接电感l2；电容c3和c
b
为旁路电容，微带传输线tl1和tl2为匹配传输线，电感l1和电容c2为输出阻抗匹配网络；输入信号先经过带有补偿电容c1的巴伦将单端信号转换为差分信号，然后经过微带传输线tl1和tl2从栅极注入倍频级，通过倍频级后，基波信号被抑制，并通过输出匹配网络提取出二次谐波信号，完成倍频的功能。该宽带倍频器虽然结构简单，但也存在诸多问题：
5.(1)倍频器的输入阻抗虚部变化快，匹配带宽窄；其结构输入端口均为mosfet的栅极，晶体管尺寸小，输入阻抗虚部大，变化剧烈；使用微带传输线匹配，虽然也有一定的宽带效果，但占用了大量的面积，并且匹配网络也带来了很大的损耗；
6.(2)宽带倍频器利用晶体管的非线性来提取二次谐波信号，由于二次谐波相对于基波信号较小，所以导致信号的输出功率和效率都较低；
7.(3)宽带倍频器输出采用单lc阻抗匹配网络很难实现宽带匹配效果。


技术实现要素：

8.本发明的目的在于针对上述传统宽带倍频器存在的带宽窄、输出功率和效率较低等问题，提供一种带跨导增强技术和双lc匹配网络的宽带倍频器。本发明提出采用了带跨导增强技术和双lc匹配网络的一种新型倍频器结构，利用跨导增强技术的共源放大器，提高了输出功率和效率，利用双lc匹配网络，改善了倍频器的宽带性能，另外基于四阶变压器的巴伦也为倍频器的带宽做出了很大贡献。
9.为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：
10.一种带跨导增强技术和双lc匹配网络的宽带倍频器，由输入匹配网络、二倍频级、共源缓冲器、宽带输出匹配网络组成；其特征在于，
11.所述二倍频级由晶体管m
1n
、晶体管m
1p
、电感l1组成，晶体管m
1n
与晶体管m
1p
的源极相连、并接地，晶体管m
1n
与晶体管m
1p
的漏极相连、并连接电感l1，电感l1的另一端接供电电压vdd；
12.所述输入匹配网络由电感lg1、电感lg2、电容c
p1
、电容c
p2
以及输入巴伦组成，输入巴伦的初级线圈一端作为倍频器的输入端、另一端接地，输入巴伦的次级线圈两端分别通过电感lg1、电感lg2连向晶体管m
1n
、晶体管m
1p
的栅极，输入巴伦的次级线圈中心抽头接偏置电压v
b1
；电容c
p1
并接于输入巴伦初级线圈的两端，电容电容c
p2
并接于输入巴伦次级线圈的两端；
13.所述共源缓冲器由晶体管m2、电容c1及电感l2组成，晶体管m2的栅极通过电容c1连接晶体管m
1n
与晶体管m
1p
的漏极，晶体管m2的源极通过电感l2接地，晶体管m2的栅极通过偏置电阻连向偏置电压v
b2
，电感l2与电感l1相互耦合、形成变压器；
14.所述宽带输出匹配网络由电容c2、电容c3、电感l3及电感l4组成，电感l3与电容c2并联组成分流网络，一端连接晶体管m2的漏级、另一端接供电电压vdd；电容c3与电感l4串联组成串联网络，电容c3的另一端连接晶体管m2的漏级、电感l4的另一端作为倍频器的输出端。
15.进一步的，所述电感l2由主电感l
2a
与副电感l
2b
并联组成，且副电感l
2b
的尺寸大于主电感l
2a
的尺寸。
16.本发明的有益效果在于：
17.本发明提供一种带跨导增强技术和双lc匹配网络的宽带倍频器，由输入匹配网络、二倍频级、共源缓冲器、宽带输出匹配网络组成；输入匹配网络采用电容c
p1
、c
p2
与巴伦构成四阶匹配网络，并配合能够减小输入阻抗虚部的电感l
g
，保障了倍频器的带宽性能；同时，宽带输出匹配网络采用由分流网络和串联网络构成的双lc输出匹配网络，提高了电路的宽带性能；另外，利用跨导增强技术将二倍频级的负载电感和作为缓冲级的共源放大器的源级电感进行耦合，提高了输出功率和效率；由此可见，本发明提供一种带跨导增强技术和双lc匹配网络的宽带倍频器，在提高倍频器宽带性能的同时，有效提高了倍频器的输出功率和效率。
附图说明
18.图1为本发明中带跨导增强技术和双lc匹配网络的宽带倍频器的电路原理图。
19.图2为本发明实施例中输入匹配网络结构及其幅度响应曲线。
20.图3为本发明实施例中电感l1与电感l2形成的变压器的结构及其耦合系数。
21.图4为本发明实施例中双lc阻抗匹配输出网络的等效模型。
22.图5为本发明实施例中带跨导增强技术和双lc匹配网络的宽带倍频器的整体芯片图。
23.图6为本发明实施例中带跨导增强技术和双lc匹配网络的宽带倍频器的转换增益和基波抑制曲线。
24.图7为本发明实施例中带跨导增强技术和双lc匹配网络的宽带倍频器在输入功率为7dbm时的输出功率和效率曲线。
25.图8为经典宽带倍频器的电路原理图。
具体实施方式
26.下面结合附图和实施例对本发明做进一步详细说明。
27.本实施例提供一种带跨导增强技术和双lc匹配网络的宽带倍频器，其电路原理如图1所示，主要由输入匹配网络、二倍频级、共源缓冲器、宽带输出匹配网络四部分组成；其中，
28.所述二倍频级由晶体管m
1n
、晶体管m
1p
、电感l1组成，晶体管m
1n
与晶体管m
1p
的源极相连、并接地，晶体管m
1n
与晶体管m
1p
的漏极相连、并连接电感l1，电感l1的另一端接供电电压vdd；
29.所述输入匹配网络由电感lg1、电感lg2、电容c
p1
、电容c
p2
以及输入巴伦组成，输入巴伦的初级线圈一端作为倍频器的输入端、另一端接地，输入巴伦的次级线圈两端分别通过电感lg1、电感lg2连向晶体管m
1n
、晶体管m
1p
的栅极，输入巴伦的次级线圈中心抽头接偏置电压v
b1
；电容c
p1
并接于输入巴伦初级线圈的两端，电容电容c
p2
并接于输入巴伦次级线圈的两端；
30.电感l
g
减小输入阻抗的虚部，电容c
p1
和c
p2
与巴伦一起构成宽带匹配网络、并完成单端信号与差分信号的转换，差分信号分别输入晶体管m
1n
、晶体管m
1p
的栅极；
31.所述共源缓冲器由晶体管m2、电容c1及电感l2组成，晶体管m2的栅极通过电容c1连接晶体管m
1n
与晶体管m
1p
的漏极，晶体管m2的源极通过电感l2接地，晶体管m2的栅极通过偏置电阻连向偏置电压v
b2
；电感l2与电感l1进行变压器耦合、以提高跨导，信号从晶体管m2的漏级输出；
32.所述宽带输出匹配网络由电容c2、电容c3、电感l3及电感l4组成，电感l3与电容c2并联组成分流网络，一端连接晶体管m2的漏级、另一端接供电电压vdd；电容c3与电感l4串联组成串联网络，电容c3的另一端连接晶体管m2的漏级、电感l4的另一端作为倍频器的输出端。
33.从工作原理上讲，本发明提供一种带跨导增强技术和双lc匹配网络的宽带倍频器，采用带跨导增强技术和双lc匹配网络新型结构，该结构采用基于四阶变压器的巴伦和双lc谐振回路网络，以实现输入和输出端口的宽带工作；另外，采用具有跨导增强技术的共源放大器用作输出缓冲级，以提高输出功率和效率。更为具体的讲：
34.(1)带巴伦的输入阻抗匹配网络
35.为满足在51～73ghz频段的使用，倍频器的输入频率在30ghz左右，由于较低的输入频率以及晶体管尺寸较小，导致输入阻抗的虚部比较大，而且随着输入频率的改变而变化剧烈，严重影响了倍频器的宽带性能，且很难直接匹配到50欧姆。因此，本发明在输入阻抗匹配网络中先串联一个电感l
g
以减小输入阻抗的虚部；电容c
p1
、c
p2
与巴伦构成四阶匹配网络，在幅度响应中具有两个独立的峰，通过优化参数(包括：初级和次级线圈的大小、电容值、耦合系数)可以实现在频带内的宽带幅度响应，在本发明中，构建用于宽带输入匹配的输入巴伦，如图2(a)所示，对应的幅度响应曲线如图2(b)所示，其中，谐振频率分别为27ghz和33ghz，此外，在20～40ghz范围内，相位误差(pe)小于3度，幅度误差(ae)小于0.4db；表现出色的平衡性能，有利于抑制奇次谐波。
36.(2)倍频器和跨导增强技术的缓冲器
37.本发明利用倍频级的漏级电感l1与缓冲间的源级电感l2以变压器的形式互相耦合来增强跨导，该结构不需要额外的变压器面积，节省了大量的芯片面积，由于变压器的耦合，所需的二次谐波信号可以通过栅极和源极进行注入，而栅极和源极的信号极性相反，因此，晶体管m2的等效跨导为：
38.g
m2_eff
＝(1+nk)g
m2
ꢀꢀ
(1)
39.其中，g
m2_eff
为晶体管m2的等效跨导，g
m2
为晶体管m2的跨导，k为变压器的耦合系数；
40.由于电感l2作为源极退化电感，感值应相对较小，而作为漏接负载电感的l1需要很大；导致在常规变压器结构中存在巨大的尺寸差异，进而导致耦合系数k值的降低，根据公式(1)可知，k值的降低会造成等效跨导降低，从而影响倍频器的输出功率和效率；因此，本发明引入了耦合改进结构，如图3(a)所示，l2由主电感l
2a
与尺寸较大的副电感l
2b
并联组成，通过并联的方式增加了l2的尺寸，进而增加变压器之间的耦合系数k；更为具体的说，本实施例中，所述电感l1的线圈使用第9层金属，电感l2由主电感l
2a
与副电感l
2b
并联组成，其中主电感l
2a
使用的线圈为第9层金属，副电感l
2b
使用的线圈为第8层金属，且电感l
2a
的线圈尺寸小于电感l
2b
的线圈尺寸；如图3(b)显示了通过并联l
2b
的方式，变压器之间的耦合系数k提高了33％。
41.(3)双lc阻抗匹配输出网络
42.如图1所示的输出双lc匹配网络由串联网络和分流网路组成，其中，串联网络由电感l4和电容c3组成，分流网络由电感l3和电容c2组成，等效模型如图4所示，其中r0为从晶体管m2的漏极看进去的等效电阻，则输出阻抗z
out
可以表示为：
[0043][0044]
如图4所示，本发明在史密斯圆图上绘制了r0分别等于15欧姆和25欧姆时，单lc阻抗匹配网络和双lc阻抗匹配网络的频率曲线，从图4可以看出，双lc匹配网络具有更宽的带宽，并且r0越小，带宽越大；但是，r0为晶体管m2从漏极看进去的等效电阻，它的大小影响缓冲器的增益和功耗，所以为了权衡阻抗匹配和增益性能，晶体管的尺寸选为36μm/60nm(r0＝15欧姆)。
[0045]
基于上述工作原理，本实施例中采用带跨导增强技术和双lc匹配网络的新型带跨导增强技术和双lc匹配网络的宽带倍频器的整体芯片图如图5所示，该倍频器尺寸为520μm
×
630μm，验证了本发明的实用性。
[0046]
如图6所示为上述带跨导增强技术和双lc匹配网络的宽带倍频器的转换增益和基波抑制曲线，从图6可以看出，在输入功率1dbm时，转换增益在66ghz取得最大为0.8db，3db带宽为51～73ghz，由于输入巴伦的优良平衡性能，基波抑制(fr)在50～88ghz范围内可达到30db以上。
[0047]
在工作频率范围内，输入功率为7dbm时的输出功率和效率如图7所示，在51～73ghz范围内，测得的输出功率超过2.8dbm，效率超过10％，并且在66ghz时，达到5.7dbm的输出功率和19.5％的高效率。
[0048]
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，本说明书中所公开的任一特征，除非特别
叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换；所公开的所有特征、或所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以任何方式组合。