一种双极性高重复频率高压纳秒脉冲产生电路和方法

1.本发明属于脉冲功率领域，具体属于一种双极性高重复频率高压纳秒脉冲产生电路和方法。


背景技术：

2.随着脉冲功率技术发展，脉冲功率的应用领域已经逐渐从军事扩展到民用，例如等离子体消毒杀菌、废气处理等。通过高压脉冲放电产生低温等离子体具有宏观温度接近室温、活性高、稳定性好等显著优势。国内外研究表明，低温等离子体关键参数(如电子密度、活性粒子浓度)均与脉冲电压波形密切相关。提高脉冲频率(百千赫兹以上)可充分利用残余激发态粒子等引起的放电记忆效应，有利于增强放电稳定性和强度；采用脉冲时间尺度在纳秒量级的过电压激励产生等离子体，有利于提高电子能量和活性粒子浓度；采用双极性脉冲激励等离子体，有利于增强局部电场强度。因此，脉冲功率技术的民用领域和科学研究领域迫切需要高性能的双极性高重复频率高压纳秒脉冲电源。
3.脉冲电源的输出能力很大程度上取决于所采用的开关技术。为产生双极性高重复频率高压纳秒脉冲，需要开关具有双向导通、高频率工作、开关速度快等能力。常用的脉冲功率开关有：气体开关、磁开关、半导体开关(mosfet、igbt、晶闸管、闸流管等)等。其中，气体开关虽然导通能力强、转移电荷量大、工作电压高，但其重复频率工作能力弱，通常不足百赫兹。磁开关虽然具有双向导通能力，但开关速度通常为百纳秒量级。半导体开关具有全控或半控能力、工作频率高，可以产生多种复杂波形，但工作电压低(通常不超过5千伏)。因此，为产生双极性高重复频率高压纳秒脉冲，需要结合多种开关技术，并设计合理电路拓扑，存在较大困难。目前国内外已提出若干种产生双极性重复频率高压纳秒脉冲的电路拓扑，但均存在重复频率不高(通常在几千赫兹至几十千赫兹)、电压幅值不高(通常低于十千伏)、脉冲宽度无法达到百纳秒量级。同时，传统的双极性重复频率纳秒脉冲电源通常采用半导体器件作为开关器件，半导体器件容易发热，限制了脉冲重复频率，或仅能在爆发模式下输出数量有限的双极性高重复频率高压纳秒脉冲。


技术实现要素：

4.为了解决现有技术中存在的问题，本发明提供一种双极性高重复频率高压纳秒脉冲产生电路和方法，能够解决传统双极性重复频率纳秒脉冲产生方法的输出电压幅值低、脉冲重复频率低等瓶颈问题。
5.为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：
6.一种双极性高重复频率高压纳秒脉冲产生电路，
7.包括控制单元、大功率快速电容充电模块、脉冲电源主回路初级侧、多绕组可饱和脉冲变压器和脉冲电源主回路次级侧；
8.所述大功率快速电容充电模块的输出端连接脉冲电源主回路初级侧的输入端，所述脉冲电源主回路初级侧的输出端连接多绕组可饱和脉冲变压器的输入端，所述多绕组可
饱和脉冲变压器的输出端连接脉冲电源主回路次级侧的输入端，所述控制单元分别连接功率快速电容充电模块和脉冲电源主回路初级侧。
9.优选的，还包括低压直流电源，所述低压直流电源连接大功率快速电容充电模块进行供电。
10.优选的，所述大功率快速电容充电模块的数量不少于三个。
11.优选的，所述脉冲电源主回路初级侧包括若干个电源输出单元，每个电源输出单元均包括初级电容和反并联半导体开关；
12.所述初级电容并联在大功率快速电容充电模块的正负极上，所述大功率快速电容充电模块的正极连接有反并联半导体开关的一端，反并联半导体开关的另一端连接多绕组可饱和脉冲变压器的初级绕组一端，初级绕组的另一端连接功率快速电容充电模块的负极。
13.进一步的，所述半导体开关包括第一二极管、第二二极管和igbt，所述第一二极管的正极和igbt的发射极连接大功率快速电容充电模块的正极，所述第一二极管的负极连接第二二极管的正极和igbt的集电极，所述第二二极管的负极连接多绕组可饱和脉冲变压器中初级绕组的一端，igbt的基极连接控制单元。
14.优选的，所述脉冲电源主回路次级侧包括次级电容c
s2
‑1、次级电容c
s2
‑2、次级电容c
s3
‑1、次级电容c
s3
‑2、磁开关ms
‑
1、磁开关ms
‑
2和反并联二极管；
15.次级电容c
s2
‑1并联在多绕组可饱和脉冲变压器的次级绕组w2上，次级电容c
s2
‑1和次级绕组w2的一端串联有次级电容c
s2
‑2，次级电容c
s2
‑1和次级电容c
s2
‑2上并联有磁开关ms
‑
1；
16.次级电容c
s3
‑1并联在多绕组可饱和脉冲变压器的次级绕组w3上，次级电容c
s3
‑1和次级绕组w3的一端串联有次级电容c
s3
‑2，次级电容c
s3
‑1和次级电容c
s3
‑2上并联有磁开关ms
‑
2；
17.磁开关ms
‑
2的一端连接反并联二极管的一端，反并联二极管的另一端连接放电低温等离子体负载ds的一端，放电低温等离子体负载ds的另一端连接磁开关ms
‑
1和次级绕组w2的一端。
18.优选的，所述脉冲电源主回路次级侧包括次级电容c
s2
‑1、次级电容c
s2
‑2、次级电容c
s3
‑1、次级电容c
s3
‑2、充电电感l
c1
、充电电感l
c2
、充电电感l
c3
、充电电感l
c4
、磁开关ms
‑
1、磁开关ms
‑
2和反并联二极管；
19.充电电感l
c1
串联在多绕组可饱和脉冲变压器的次级绕组w2上，次级电容c
s2
‑1并联在多绕组可饱和脉冲变压器的次级绕组w2和充电电感l
c1
，次级电容c
s2
‑1和充电电感l
c1
的一端串联有次级电容c
s2
‑2，次级电容c
s2
‑1上并联有磁开关ms
‑
1，次级电容c
s2
‑1和次级电容c
s2
‑2上并联有充电电感l
c2
；
20.充电电感l
c3
串联在多绕组可饱和脉冲变压器的次级绕组w3上，次级电容c
s3
‑1并联在多绕组可饱和脉冲变压器的次级绕组w3和充电电感l
c3
，次级电容c
s3
‑1和充电电感l
c3
的一端串联有次级电容c
s3
‑2，次级电容c
s3
‑1上并联有磁开关ms
‑
2，次级电容c
s3
‑1和次级电容c
s3
‑2上并联有充电电感l
c4
；
21.次级电容c
s3
‑2的一端连接反并联二极管的一端，反并联二极管的另一端连接放电低温等离子体负载ds的一端，放电低温等离子体负载ds的另一端连接磁开关ms
‑
1和次级绕
组w2的一端；磁开关ms
‑
1和磁开关ms
‑
2绕在同一个磁芯上，磁开关ms
‑
1和磁开关ms
‑
2的同名端分别连接至次级电容c
s3
‑1和次级电容c
s2
‑1上。
22.一种双极性高重复频率高压纳秒脉冲产生方法，包括以下过程，低压直流电源给大功率快速电容充电模块进行供电，并根据预先设定的充电电压和充电极性给脉冲电源主回路初级侧中各个电容充电；控制单元将控制信号输送至电容充电模块和脉冲电源主回路初级侧；
23.控制单元发出特定触发脉冲，触发脉冲电源主回路初级侧放电，形成初始脉冲电压；
24.初始脉冲电压作用于多绕组可饱和脉冲变压器，给次级电容充电；通过脉冲电源主回路次级侧的电压变换和脉冲压缩，提升脉冲电压幅值，形成纳秒脉冲电压，作用于放电低温等离子体负载；
25.在输出一个脉冲电压后，通过控制单元根据预设策略切换脉冲电源主回路初级侧各个半导体开关状态，输出下一个脉冲电压，在此期间，前一个输出脉冲对应的初级电容处于充电状态，循环输出双极性高重复频率高压纳秒脉冲。
26.与现有技术相比，本发明具有以下有益的技术效果：
27.本发明的一种双极性高重复频率高压纳秒脉冲产生电路，通过设置多路脉冲延时触发时基叠加、多绕组可饱和脉冲变压器和同步饱和磁开关，解决传统双极性重复频率纳秒脉冲产生方法的输出电压幅值低、脉冲重复频率低等瓶颈问题。通过采用多路脉冲延时触发时基叠加方式，延长了初级主电容充电时间，增大了输出脉冲重复频率，且相比传统的h桥型电路，降低了半导体开关的损耗，降低半导体开关发热；通过利用多绕组可饱和脉冲变压器、同步饱和磁开关，相邻两个脉冲输出过程中，可饱和变压器和磁开关的饱和方向相反，实现双极性脉冲产生；通过采用多绕组可饱和脉冲变压器，在输出脉冲阶段形成多个电容电压依次叠加，提高了输出脉冲电压幅值；通过具有模块化扩展能力，以3个单元为一个子系统进行扩展(如扩展至6个单元)，仅需增加触发回路时序复杂度。
附图说明
28.图1为本发明一种双极性高重复频率高压纳秒脉冲产生电路结构框图。
29.图2为双极性重复频率纳秒脉冲产生电路原理(以3个单元为例，结构1)。
30.图3为双极性重复频率纳秒脉冲产生电路原理(以3个单元为例，结构2)。
31.图4示出了输出双极性重复频率纳秒脉冲时的开关模块触发顺序、主电容预充电极性、主电容输出后极性变化规律。
具体实施方式
32.下面结合具体的实施例对本发明做进一步的详细说明，所述是对本发明的解释而不是限定。
33.如图1所示，本发明提供一种双极性高重复频率高压纳秒脉冲产生电路，包括低压直流电源、控制单元、大功率快速电容充电模块、脉冲电源主回路初级侧、多绕组可饱和脉冲变压器、脉冲电源主回路次级侧和放电低温等离子体负载；低压直流电源连接大功率快速电容充电模块进行供电，大功率快速电容充电模块的输出端连接脉冲电源主回路初级侧
的输入端，脉冲电源主回路初级侧的输出端连接多绕组可饱和脉冲变压器的输入端，多绕组可饱和脉冲变压器的输出端连接脉冲电源主回路次级侧的输入端，脉冲电源主回路次级侧的输出端连接放电低温等离子体负载的输入端，控制单元分别连接功率快速电容充电模块和脉冲电源主回路初级侧。
34.本发明的优势在于通过多路脉冲延时触发时基叠加、多绕组可饱和脉冲变压器、同步饱和磁开关等关键技术，解决传统双极性重复频率纳秒脉冲产生方法的输出电压幅值低、脉冲重复频率低等瓶颈问题。
35.本发明的一种双极性高重复频率高压纳秒脉冲产生方法，通过低压直流电源给大功率快速电容充电模块供电，并根据预先设定的充电电压和充电极性给脉冲电源主回路初级侧中各个电容充电。控制单元通过光纤等方式将控制信号输送至电容充电模块和脉冲电源主回路初级侧。控制单元发出特定触发脉冲，触发脉冲电源主回路初级侧放电，形成初始脉冲电压(通常为微秒级脉冲)。初始脉冲电压作用于多绕组可饱和脉冲变压器，给次级电容充电。通过脉冲电源主回路次级侧的电压变换和脉冲压缩功能，实现脉冲电压幅值提升和波形整形，形成纳秒脉冲电压，作用于放电低温等离子体负载。在输出一个脉冲电压后(例如为正极性脉冲)，通过控制单元根据预设策略切换脉冲电源主回路初级侧各个半导体开关状态，输出下一个脉冲电压(例如为负极性脉冲)，在此期间，前一个输出脉冲对应的初级电容处于充电状态。如此循环，实现连续、稳定输出双极性高重复频率高压纳秒脉冲。
36.实施例1
37.如图2、图3、图4示出了双极性重复频率纳秒脉冲产生电路原理(两种结构)、开关模块触发顺序、主电容预充电极性、主电容输出后极性变化规律。
38.图2中脉冲变压器t在脉冲形成过程中会发生饱和，此电路元器件较少，但初级电流较大且持续时间长。初级电容c1、半导体开关s
p1
、半导体开关s
n1
构成第1组单元，初级电容c2、半导体开关s
p2
、半导体开关s
n2
构成第2组单元，初级电容c3、半导体开关s
p3
、半导体开关s
n3
构成第3组单元，三组单元输出端直接相连至多绕组可饱和脉冲变压器t(包含1个初级绕组w1，2个次级绕组w2和w3)的初级绕组上。2个次级绕组w2和w3绕在同一个磁芯。4个次级电容c
s2
‑1、c
s2
‑2、c
s3
‑1、c
s3
‑2分别连接至次级绕组w2和w3上。ms
‑
1和ms
‑
2为两个绕在同一个磁芯上的同步饱和磁开关，可以保证在相同伏秒积作用后同步饱和。d1和d2为两个快恢复二极管阵列，连接在磁开关ms
‑
2和放电低温等离子体负载ds之间。通过多路触发信号产生单元控制半导体开关s
p1
、s
n1
、s
p2
、s
n2
、s
p3
、s
n3
的通断。
39.如图2所示，一种双极性高重复频率高压纳秒脉冲产生电路，包括低压直流电源、控制单元、大功率快速电容充电模块、脉冲电源主回路初级侧、多绕组可饱和脉冲变压器、脉冲电源主回路次级侧和放电低温等离子体负载。
40.低压直流电源连接大功率快速电容充电模块进行供电，大功率快速电容充电模块的数量为三个，脉冲电源主回路初级侧包括三个电源输出单元，每个电源输出单元均包括初级电容、反并联半导体开关和初级绕组；初级电容并联在大功率快速电容充电模块的正负极上，大功率快速电容充电模块的正极连接有反并联半导体开关的一端，反并联半导体开关的一端连接初级绕组的一端，初级绕组的另一端连接功率快速电容充电模块的。半导体开关包括第一二极管、第二二极管和igbt，第一二极管的正极和igbt的发射极连接大功率快速电容充电模块的正极，第一二极管的负极连接第二二极管的正极和三极管的集电
极，第二二极管的负极连接初级绕组的一端，igbt基极连接控制单元。
41.多绕组可饱和脉冲变压器分别连接两个次级绕组w2和w3，次级绕组w2上并联有次级电容c
s2
‑1，次级电容c
s2
‑1和次级绕组w2的一端串联有次级电容c
s2
‑2，次级电容c
s2
‑1和次级电容c
s2
‑2上并联有磁开关ms
‑
1。
42.次级绕组w3上并联有次级电容c
s3
‑1，次级电容c
s3
‑1和次级绕组w3的一端串联有次级电容c
s3
‑2，次级电容c
s3
‑1和次级电容c
s3
‑2上并联有磁开关ms
‑
2，磁开关ms
‑
2的一端连接反并联二极管d1和d2的一端，反并联二极管d1和d2的另一端连接放电低温等离子体负载ds的一端，放电低温等离子体负载ds的另一端连接磁开关ms
‑
1和次级绕组w2的一端。如图2所示，两个磁开关绕在同一个磁芯上，且同名端分别连接至次级电容c
s3
‑1和次级电容c
s3
‑2上。
43.图2中一种双极性高重复频率高压纳秒脉冲产生电路工作过程如下：
44.(1)初始状态，c1、c2、c3三个初级电容被分别充电至正极性、负极性、正极性直流电压，s
p1
、s
n1
、s
p2
、s
n2
、s
p3
、s
n3
六个半导体开关均处于关断状态。磁开关ms
‑
1和ms
‑
2处于正向饱和状态(图2中为从上至下方向)。
45.(2)触发半导体开关s
p1
开关导通，初级电容c1电容向脉冲变压器t放电，在次级绕组w2和w3绕组上产生脉冲电压，次级电容c
s2
‑1和c
s3
‑1被充电至正电压(上正下负)，且由于磁开关ms
‑
1和ms
‑
2处于正向饱和状态，次级电容c
s2
‑2和c
s3
‑2被充电至负电压(上负下正)。此过程中，虽然磁开关ms
‑
1和ms
‑
2处于正向饱和状态，磁开关ms
‑
1和ms
‑
2阻抗较低，但仍存在一定压降，若直接连接至放电低温等离子体负载ds会存在较高幅值的预脉冲。快恢复二极管阵列d1和d2有一定的导通阈值，可在一定程度上降低预脉冲幅值。
46.(3)当次级电容c
s2
‑1、次级电容c
s2
‑2、次级电容c
s3
‑1、次级电容c
s3
‑2充电至最高电压时，脉冲变压器t饱和，初级绕组w1、次级绕组w2、次级绕组w3失去强电磁耦合。次级电容c
s2
‑1和次级电容c
s3
‑1分别与w2和w3绕组剩余电感形成lc振荡，次级电容c
s2
‑1和次级电容c
s3
‑1电压快速反转，并叠加在次级电容c
s2
‑2和次级电容c
s3
‑2原有电压上，在放电低温等离子体负载ds上形成脉冲电压上升沿，输出电压峰值理论为4个电容电压之和。在放电低温等离子体负载ds电压峰值时刻，磁开关ms
‑
1和磁开关ms
‑
2反向饱和(图2中为从下至上方向)，次级电容c
s2
‑1、次级电容c
s2
‑2、次级电容c
s3
‑1、次级电容c
s3
‑2通过磁开关ms
‑
1和磁开关ms
‑
2释放电荷，形成脉冲电压下降沿。磁开关ms
‑
1和磁开关ms
‑
2为两个绕在同一个磁芯上的同步饱和磁开关，可以保证在相同伏秒积作用后同步饱和。
47.(4)脉冲变压器t饱和后，初级电容c1和初级绕组w1剩余电感形成lc振荡，初级侧正向电流再次提高，并控制在电流过零点关断半导体开关s
p1
，此时初级电容c1电压为负极性，幅值低于预充电电压。
48.(5)间隔一定时间后，触发初级电容c2(预先充负极性电压)回路的半导体开关s
n2
开关导通，工作过程与(2)过程一致，但注入电流方向相反，因此可以在放电低温等离子体负载ds上输出负极性脉冲。
49.(6)间隔相同时间后，触发初级电容c3(预先充负极性电压)回路的半导体开关s
p3
开关导通，工作过程与(5)过程一致，但注入电流方向相反，因此可以在放电低温等离子体负载ds上输出正极性脉冲。
50.(7)在(5)
‑
(6)阶段，大功率快速电容充电模块对初级电容c1充电。以此类推，输出双极性重复频率纳秒脉冲时的开关模块触发顺序、主电容预充电极性、主电容输出后极性
变化规律如图4所示。图4中灰色阴影代表触发或电容电压极性变化。
51.实施例2
52.图3中脉冲变压器t在脉冲形成过程中不会发生饱和，此电路元器件较多，但初级电流较小且持续时间短。初级电容c1、半导体开关s
p1
、半导体开关s
n1
构成第1组单元，初级电容c2、半导体开关s
p2
、半导体开关s
n2
构成第2组单元，初级电容c3、半导体开关s
p3
、半导体开关s
n3
构成第3组单元，三组单元输出端直接相连至多绕组脉冲变压器t(包含1个初级绕组w1，2个次级绕组w2、w3)的初级绕组上。2个次级绕组w2和w3绕在同一个磁芯。4个次级电容c
s2
‑1、c
s2
‑2、c
s3
‑1、c
s3
‑2分别通过电感l
c1
和l
c3
连接至次级绕组w2和w3上。ms
‑
1和ms
‑
2为两个绕在同一个磁芯上的同步饱和磁开关，可以保证在相同伏秒积作用后同步饱和。d1和d2为两个快恢复二极管阵列，连接在磁开关ms
‑
2和放电低温等离子体负载ds之间。充电电感l
c1
和充电电感l
c2
以及充电电感l
c3
和充电电感l
c4
为相互耦合电感，匝数比为1:2，绕在同一磁芯上且绕向相反。
53.如图3所示，一种双极性高重复频率高压纳秒脉冲产生电路，包括低压直流电源、控制单元、大功率快速电容充电模块、脉冲电源主回路初级侧、多绕组可饱和脉冲变压器、脉冲电源主回路次级侧和放电低温等离子体负载。
54.低压直流电源连接大功率快速电容充电模块进行供电，大功率快速电容充电模块的数量为三个，脉冲电源主回路初级侧包括三个电源输出单元，每个电源输出单元均包括初级电容、反并联半导体开关和初级绕组；初级电容并联在大功率快速电容充电模块的正负极上，大功率快速电容充电模块的正极连接有反并联半导体开关的一端，反并联半导体开关的一端连接初级绕组的一端，初级绕组的另一端连接功率快速电容充电模块的。半导体开关包括第一二极管、第二二极管和igbt，第一二极管的正极和igbt的发射极连接大功率快速电容充电模块的正极，第一二极管的负极连接第二二极管的正极和三极管的集电极，第二二极管的负极连接初级绕组的一端，igbt基极连接控制单元。
55.多绕组可饱和脉冲变压器分别连接两个次级绕组w2和w3，充电电感l
c1
串联在多绕组可饱和脉冲变压器的次级绕组w2上，次级电容c
s2
‑1并联在多绕组可饱和脉冲变压器的次级绕组w2和充电电感l
c1
，次级电容c
s2
‑1和充电电感l
c1
的一端串联有次级电容c
s2
‑2，次级电容c
s2
‑1上并联有磁开关ms
‑
1，次级电容c
s2
‑1和次级电容c
s2
‑2上并联有充电电感l
c2
。
56.充电电感l
c3
串联在多绕组可饱和脉冲变压器的次级绕组w3上，次级电容c
s3
‑1并联在多绕组可饱和脉冲变压器的次级绕组w3和充电电感l
c3
，次级电容c
s3
‑1和充电电感l
c3
的一端串联有次级电容c
s3
‑2，次级电容c
s3
‑1上并联有磁开关ms
‑
2，次级电容c
s3
‑1和次级电容c
s3
‑2上并联有充电电感l
c4
。次级电容c
s3
‑2的一端连接反并联二极管d1和d2的一端，反并联二极管d1和d2的另一端连接放电低温等离子体负载ds的一端，放电低温等离子体负载ds的另一端连接磁开关ms
‑
1和次级绕组w2的一端。如图3所示，两个磁开关绕在同一个磁芯上，且同名端分别连接至次级电容c
s3
‑1和次级电容c
s2
‑1上。在工作过程中，由于l
c1
和l
c2
以及l
c3
和l
c4
为相互耦合电感，因此整体磁通量可以抵消，仅剩余绕组本身电感，充电速度快。
57.图3所示电路工作过程如下：
58.(1)初始状态，初级电容c1、初级电容c2、初级电容c3三个初级电容被分别充电至正极性、负极性、正极性直流电压，半导体开关s
p1
、半导体开关s
n1
、半导体开关s
p2
、半导体开关s
n2
、半导体开关s
p3
、半导体开关s
n3
六个半导体开关均处于关断状态。
59.(2)触发半导体开关s
p1
开关导通，初级电容c1向脉冲变压器t放电，在次级绕组w2和w3上产生脉冲电压，次级电容c
s2
‑1和c
s3
‑1被充电至正电压(上正下负)，次级电容c
s2
‑2和c
s3
‑2被充电至负电压(上负下正)。此过程中，由于l
c1
和l
c2
以及l
c3
和l
c4
为相互耦合电感，因此整体磁通量可以抵消，仅剩余绕组本身电感，充电速度快。虽然电感l
c1
和l
c2
以及l
c3
和l
c4
阻抗较低，但仍存在一定压降，若直接连接至放电低温等离子体负载ds会存在较高幅值的预脉冲。快恢复二极管阵列d1和d2有一定的导通阈值，可在一定程度上降低预脉冲幅值。
60.(3)当次级电容c
s2
‑1、次级电容c
s2
‑2、次级电容c
s3
‑1、次级电容c
s3
‑2充电至最高电压时，磁开关ms
‑
1和磁开关ms
‑
2饱和。次级电容c
s2
‑1和次级电容c
s3
‑1分别与ms
‑
1和ms
‑
2剩余电感形成lc振荡，次级电容c
s2
‑1和次级电容c
s3
‑1电压快速反转，并叠加在次级电容c
s2
‑2和次级电容c
s3
‑2原有电压上，在放电低温等离子体负载ds上形成脉冲电压上升沿，输出电压峰值理论为4个电容电压之和。磁开关ms
‑
1和磁开关ms
‑
2为两个绕在同一个磁芯上的同步饱和磁开关，可以保证在相同伏秒积作用后同步饱和。放电过程中，由于l
c2
和l
c4
同名端布置关系，整体磁通量可以叠加，l
c2
和l
c4
电感较大，可防止脉冲电流通过变压器t、电感l
c2
和电感l
c4
泄放。
61.(4)控制在初级电流过零点关断半导体开关s
p1
，此时初级电容c1电压为负极性，幅值低于预充电电压。
62.(5)间隔一定时间后，触发初级电容c2(预先充负极性电压)回路的半导体开关s
n2
开关导通，工作过程与(2)过程一致，但注入电流方向相反，因此可以在放电低温等离子体负载ds上输出负极性脉冲。
63.(6)间隔相同时间后，触发初级电容c3(预先充负极性电压)回路的半导体开关s
p3
开关导通，工作过程与(5)过程一致，但注入电流方向相反，因此可以在放电低温等离子体负载ds上输出正极性脉冲。
64.(7)在(5)
‑
(6)阶段，大功率快速电容充电模块对初级电容c1充电。以此类推，输出双极性重复频率纳秒脉冲时的开关模块触发顺序、主电容预充电极性、主电容输出后极性变化规律如图4所示。
65.此方案相较传统单个电容和h桥式电路相比，输出脉冲重复频率提高3倍，且半导体开关功率损耗降低2/3。同时，该电路具有模块化扩展能力，可以3个单元为一个子系统进行扩展(如扩展至6个单元)，仅需增加触发回路时序复杂度。