一种多频段动态范围控制系统及音频系统的制作方法

1.本技术涉及信号处理技术领域，更具体地说，涉及一种多频段动态范围控制系统及音频系统。


背景技术：

2.在数字信号处理过程中，为了对数字信号的各个频段分别进行动态范围控制(dynamic range control，drc)，然后再叠加回来的应用需求，因此多频段动态范围控制(multi-band dynamic range control，mbdrc)技术应运而生。
3.但现有的多频段动态范围控制系统的结构较为复杂。


技术实现要素：

4.为解决上述技术问题，本技术提供了一种多频段动态范围控制系统及音频系统，以实现简化多频段动态范围控制系统的结构的目的。
5.为实现上述技术目的，本技术实施例提供了如下技术方案：
6.一种多频段动态范围控制系统，包括：分频模块和动态范围控制模块；其中，
7.所述动态范围控制模块包括多个动态范围控制单元；
8.所述分频模块包括多级分频单元，各级所述分频单元的截止频率不同，所述分频模块用于利用多级所述分频单元对待处理信号进行分频和补偿，以获得多个分频信号分别输入到多个所述动态范围控制单元中；
9.在第i级分频单元中至少包括一个全通滤波器，所述全通滤波器用于对待处理信号进行相位补偿，所述全通滤波器的截止频率与第i级所述分频单元的截止频率相同，i为大于1的整数。
10.可选的，所述分频单元还包括至少一个分频器件，所述分频器件用于对输入到所述分频器件的信号进行分频。
11.可选的，所述分频单元为低通滤波器或高通滤波器；其中，
12.所述低通滤波器，用于获取输入到所述低通滤波器的信号中低于所述低通滤波器的截止频率的部分，并向下一级所述分频单元传输；
13.所述高通滤波器，用于获取输入到所述高通滤波器的信号中高于所述高通滤波器的截止频率的部分，并向下一级所述分频单元传输。
14.可选的，所述低通滤波器包括两个依次级联的二阶低通巴特沃斯滤波器；
15.所述高通滤波器包括两个依次级联的二阶高通巴特沃斯滤波器。
16.可选的，所述分频模块的多级分频单元依次级联。
17.可选的，所述分频模块的多级分频单元按照预设规则依次级联；
18.所述预设规则包括：截止频率并非为最大或最小的分频单元作为第一级分频单元。
19.可选的，还包括：信号叠加模块；
20.所述信号叠加模块，用于将经过所述动态范围控制单元处理后的信号叠加起来，作为输出信号。
21.一种音频系统，包括：如上述任一项所述的多频段动态范围控制系统。
22.从上述技术方案可以看出，本技术实施例提供了一种多频段动态范围控制系统及音频系统，其中，所述多频段动态范围控制系统中通过分频模块的多级分频单元对待处理信号进行分频和补偿，且在第i级所述分频单元中至少包括一个全通滤波器，全通滤波器单个器件即可实现对所述待处理信号的相位补偿，有利于简化所述多频段动态范围控制系统的整体架构。
附图说明
23.为了更清楚地说明本技术实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本技术的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。
24.图1为现有技术中的多频段动态范围控制系统的结构示意图；
25.图2为两个二阶巴特沃斯滤波器级联的幅频响应示意图；
26.图3为二阶高通/低通巴特沃斯滤波器的伯德图；
27.图4为本技术的一个实施例提供的一种多频段动态范围控制系统的结构示意图；
28.图5为全通滤波器与高通滤波器幅频响应曲线；
29.图6为全通滤波器与高通滤波器相频曲线；
30.图7为全通滤波器相位与高通滤波器相位误差示意图；
31.图8为不同截止频率的全通滤波器和高通滤波器的误差示意图；
32.图9为本技术的一个实施例提供的一种分频模块的结构示意图；
33.图10为经过图9所示的分频模块的分频处理获得的band1(频率小于300hz的信号)结果示意图；
34.图11为经过图9所示的分频模块的分频处理获得的band2(频率介于300hz～2600hz之间的信号)结果示意图；
35.图12为经过图9所示的分频模块的分频处理获得的band3(频率大于2600hz的信号)结果示意图；
36.图13为band1、band2和band3叠加获得的最终输出信号的幅度示意图；
37.图14为本技术的另一个实施例提供的一种分频模块的结构示意图；
38.图15为本技术的又一个实施例提供的一种分频模块的结构示意图。
具体实施方式
39.正如背景技术中所述，为了实现对音频信号等待处理信号的分频段独立进行动态范围处理后，再将经过动态范围处理后的各频段信号叠加回来的应用需求，出现了多频段动态范围控制系统。
40.该多频段动态范围控制系统除了需要考虑将待处理信号进行分频处理后分别进行动态范围处理的要求之外，还需要考虑分频之后的各频段数据之间没有相位差，并且叠
加之后的最终输出数据的幅值和各频段的动态范围处理器件的设置参数的预期值一致(即不受分频阶段的滤波器幅度调制影响)的要求，为了满足上述两个要求，现有的多频段动态范围控制系统在对信号分频后，通常需要对不同频段的信号进行相位补偿，以使各个分频后的各个频段的相位一致。
41.参考图1，图1示出了实现5个频段分频处理的多频段动态范围控制系统的结构示意图，在图1中，假设需要将输入数据din分成5个频段，则在图1所示的架构中需要4个频率分割点，假设这4个频率分割点分别为fc1、fc2、fc3和fc4，且fc1＜fc2＜fc3＜fc4，图1中的lpfi和hpfi分别表示截止频率为fci的低通滤波器和高通滤波器，i＝1、2、3或4，在图1中，先将输入数据din进行fc3分频，lpf3取输入数据din的频率小于fc3的部分dini1向lpf4和hpf4传输，dini1由于不包括截止频率fc4的部分，因此lpf4和hpf4对din1进行相位补偿后获得dini2分别向lpf2和hpf2传输，dini2经过lpf2和hpf2的滤波后，分别获得频率范围在fc2以下的dini3和频率范围在fc2～fc3之间的dini4，dini3经过lpf1和hpf1的滤波后，获得频率小于fc1的din1和频率介于fc1与fc2之间的din2，dini4由于不包含频率在fc1的数据，因此经过lpf1和hpf1的相位补偿后获得din3。
42.din在fc3分频时，hpf3取输入数据din的频率大于fc3的部分dini5向lpf1和hpf1传输，由于dini5中不包括fc1和fc2的部分，因此经过lpf1和hpf1以及lpf2和hpf2的相位补偿之后，获得dini6，dini6经过lpf4和hpf4的分频后分别获得频率介于fc3和fc4之间的din4以及频率大于fc4的din5。
43.din1、din2、din3、din4和din5分别经过动态范围控制器drc1、drc2、drc3、drc4和drc5的处理之后，叠加为最终的输出信号dout。
44.在图1所示的架构中，低通滤波器/高通滤波器分别用两个二阶低通巴特沃斯(butterworth)滤波器/二阶高通巴特沃斯滤波器实现。
45.两个二阶巴特沃斯滤波器级联的幅频响应参考图2，图2中横坐标为频率f/fc，纵坐标为幅度gain/db。点状线为相同截止频率fc的两个二阶高通/低通巴特沃斯滤波器级联的幅频响应，它们在fc处衰减了6db。它们叠加后的曲线为图2中的实线，可见实线在任意频率下的幅度都为0db。因此，用两个二阶高通/低通巴特沃斯滤波器级联作为分频器hpf/lpf不会对最终的叠加的输出信号产生幅度调制，确保了幅度只受各频段的动态范围控制器drc的参数调整。
46.参考图3，图3为二阶高通/低通巴特沃斯滤波器的伯德图(bode diagram)，图3中横坐标为频率frequency，单位rad/s(弧/秒)，纵坐标分别为相位phase(单位deg(度))和幅度magnitude(单位db)。
47.在图3中的实线是二阶低通巴特沃斯滤波器的曲线，虚线是二阶高通巴特沃斯滤波器的曲线。图3中的上图为滤波器的幅度随频率变化曲线，下图为滤波器相位随频率变化曲线。可以看出二阶低通巴特沃斯滤波器和二阶高通巴特沃斯滤波器的各个频点的相位差为固定的180度，因此，用两个二阶的高通/低通巴特沃斯滤波器级联得到的hpf和lpf之间的相位差为360度，而相位是以360度为周期的，所以两个二阶的高通/低通巴特沃斯滤波器级联得到的hpf和lpf之间的相位差为0度，即没有相位差。
48.返回图1所示的架构中，由于fc1、fc2、fc3和fc4的频率各不相同，用于分频的lpf和hpf的相位差是不固定的，为了保证得到的din1、din2、din3、din4和din5之间没有相位
差，他们都必须经过lpf1/hpf1、lpf2/hpf2、lpf3/hpf3和lpf4/hpf4，即待处理信号在分频获得din1、din2、din3、din4和din5的过程中，需要均经过介质频率为fc1、fc2、fc3和fc4的滤波器(lpf或hpf)的滤波才能保证相位和幅度一致。
49.在图1所示的架构中，共需要8个低通滤波器lpf和8个高通滤波器hpf，共32个二阶巴特沃斯滤波器，众多数量的滤波器导致图1所示的架构较为复杂，搭建效率较低，且在搭建过程中容易出现搭建错误。
50.为了解决这一问题，本技术实施例提供了一种多频段动态范围控制系统，所述多频段动态范围控制系统中通过分频模块的多级分频单元对待处理信号进行分频和补偿，且在第i级所述分频单元中至少包括一个全通滤波器，全通滤波器单个器件即可实现对所述待处理信号的相位补偿，有利于简化所述多频段动态范围控制系统的整体架构。
51.下面将结合本技术实施例中的附图，对本技术实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本技术一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本技术中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本技术保护的范围。
52.本技术实施例提供了一种多频段动态范围控制系统，如图4所示，包括：分频模块10和动态范围控制模块20；其中，
53.所述动态范围控制模块20包括多个动态范围控制单元21；
54.所述分频模块10包括多级分频单元11，各级所述分频单元11的截止频率不同，所述分频模块10用于利用多级所述分频单元11对待处理信号进行分频和补偿，以获得多个分频信号分别输入到多个所述动态范围控制单元21中；
55.在第i级分频单元11中至少包括一个全通滤波器111，所述全通滤波器111用于对待处理信号进行相位补偿，所述全通滤波器111的截止频率与第i级所述分频单元11的截止频率相同，i为大于1的整数。
56.发明人研究发现，利用全通滤波器111(all-pass filter，apf)进行相位补偿，可以有效减少滤波器个数，减少计算量，具体地，根据全通滤波器111的相频响应与目标相频响应(以经过高通滤波器113为例)的误差最小为目标函数，以截止频率fc＝300hz为例，全通滤波器111与高通滤波器113幅频响应(magnitude response)曲线如图5所示，全通滤波器111与高通滤波器113相频曲线(phaseresponse)如图6所示，从图6中可以发现全通滤波器111相位与高通滤波器113相位完全重合，相位误差如图7所示，从图7中可以看到在截止频率fc＝300hz位置处，全通滤波器111的相频响应与目标相频响应(以经过高通滤波器113为例)的误差基本可以忽略不计。其中不同截止频率的全通滤波器111和高通滤波器113的误差如图8所示，从图8中可以看出不同截止频率下全通滤波器111与高通滤波器113的最大相位误差均已经满足应用要求，可以忽略不计。图5-图8中，横坐标均为频率(frequency)，单位为khz，图5和图6中，filter hp表示高通滤波器113对应的曲线，filter ap表示全通滤波器111对应的曲线，图5中的纵坐标为幅度(magnitude)，单位为db，图6中的纵坐标为相位(phase)，单位为弧度(radians)，图7和图8中的纵坐标为相位误差。
57.因此，在所述多频段动态范围控制系统中，采用全通滤波器111对待处理信号的相位补偿可以完全满足应用要求，且单个全通滤波器111即可实现该功能，相较于通过低通滤波器112和高通滤波器113的组合实现相位补偿的方案，有利于减小滤波器个数，简化多频
段动态范围控制系统的整体架构。
58.一般情况下，所述分频模块10的多级分频单元11依次级联，即对待处理信号按照不同的截止频率依次进行分频和补偿处理。在分频和补偿处理之后，仍然参考图4，所述多频段动态范围控制系统还包括信号叠加模块30，通过信号叠加模块30，将经过所述动态范围控制单元21处理后的信号叠加起来，作为最终的输出信号。
59.在所述多频段动态范围控制系统中，除了用于相位补偿的全通滤波器111之外，所述分频单元11还应包括至少一个分频器件，所述分频器件用于对输入到所述分频器件的信号进行分频。
60.可选的，所述分频单元11为低通滤波器112或高通滤波器113；其中，
61.所述低通滤波器112，用于获取输入到所述低通滤波器112的信号中低于所述低通滤波器112的截止频率的部分，并向下一级所述分频单元11传输；
62.所述高通滤波器113，用于获取输入到所述高通滤波器113的信号中高于所述高通滤波器113的截止频率的部分，并向下一级所述分频单元11传输。
63.如图9所示，图9示出了以三段分频为例的分频模块10的示意图，该模块包括两级分频单元11，第一级分频单元11包括两个分频器件，分别为截止频率为fc2的低通滤波器112lpf和高通滤波器113hpf，第二级分频单元11包括两个分频器件和一个全通滤波器111，第二级分频单元11中的两个分频器件分别为截止频率为fc1的低通滤波器112lpf和高通滤波器113hpf，假设fc2＞fc1，则在下面的一条支路中，通过截止频率为fc2的高通滤波器113的滤波后获得的信号由于不包括fc1频段的数据，因此需要全通滤波器111进行相位补偿，以确保延时一致。在图9中，lpf表示低通滤波器，hpf表示高通滤波器，apf表示全通滤波器。
64.假设输入的待处理信号为-15db的20hz到20khz的扫频信号，fc1＝300hz，fc2＝2600hz作为分频点，经过分频处理获得的band1(频率小于300hz的信号)结果如图10所示，band2(频率介于300hz～2600hz之间的信号)结果如图11所示，band3(频率大于2600hz的信号)结果如图12所示，最后三个信号叠加回来的最终输出信号如图13所示，从图13中可以看出，band1、band2和band3叠加获得的最终输出信号的幅度和待处理信号一致。图11-图13中的横坐标均为频率frequency，单位为hz，横坐标均为幅度(magnitude)，单位为db。
65.如前文所述，可选的，所述低通滤波器112包括两个依次级联的二阶低通巴特沃斯滤波器；
66.所述高通滤波器113包括两个依次级联的二阶高通巴特沃斯滤波器。
67.两个依次级联的二阶低通/高通巴特沃斯滤波器作为分频器不会对最终叠加的输出信号产生幅度调制，确保了幅度只受各频段的动态范围控制器的参数调整。
68.以4级分频单元11为例，所述多频段动态范围控制系统的结构如图14所示，在图14中，4级分频单元11的截止频率分别为fc1、fc2、fc3和fc4，其中，fc1＜fc2＜fc3＜fc4，图14中以截止频率为fc3的分频单元11作为第一级分频单元11，第一级分频单元11包括截止频率为fc3的低通滤波器112和高通滤波器113，第二级分频单元11包括两个全通滤波器111，这两个全通滤波器111的截止频率分别为fc4和fc1，第三级分频单元11包括一个截止频率为fc2的全通滤波器111和两个截止频率为fc2的低通滤波器112和高通滤波器113，第四级分频单元11包括一个截止频率为fc1的全通滤波器111、两个截止频率分别为fc1和fc4的低通滤波器112和两个截止频率分别为fc1和fc4的高通滤波器113。图14所示的架构可以有效
减少滤波器个数，减少计算量，经过对比发现，在同样滤波顺序同样滤波频段的多频段动态范围控制系统中，本技术实施例提供的多频段动态范围控制系统需要8个二阶低通巴特沃斯滤波器、8个二阶高通巴特沃斯滤波器和4个全通滤波器111，共20个二阶滤波器，相较于现有技术中的多频段动态范围控制系统减少了12个二阶滤波器，仅测试发现单声道可节约10mips(单字长定点指令平均执行速度)。
69.可选的，在本技术的一个可选实施例中，所述分频模块10的多级分频单元11按照预设规则依次级联，所述预设规则包括：截止频率并非为最大或最小的分频单元11作为第一级分频单元11。
70.发明人研究发现，按照预设规则依次级联的多级分频单元11有利于减少系统中滤波器的个数，参考图15，图15为分频段为5个，分频单元11级数为4级的多频段动态范围控制系统，该系统中的4级分频单元11的截止频率仍然为分别为fc1、fc2、fc3和fc4，其中，fc1＜fc2＜fc3＜fc4，图15中以截止频率为fc1的分频单元11作为第一级分频单元11，第一级分频单元11仍然包括两个滤波器(截止频率为fc1的低通滤波器112和高通滤波器113)，第二级分频单元11包括三个滤波器(截止频率为fc2的全通滤波器111、低通滤波器112和高通滤波器113)，第三级分频单元11包括四个滤波器(截止频率为fc3的低通滤波器112、高通滤波器113和两个全通滤波器111)，第四级分频单元11包括五个滤波器(截止频率为fc4的低通滤波器112、高通滤波器113和三个全通滤波器111)，在图15所示的系统中，共需8个低通二阶巴特沃斯滤波器、8个高通二阶巴特沃斯滤波器和6个全通滤波器111，共22个滤波器，相较于图14所示的系统多了两个滤波器，类似的，以截止频率为fc4的分频单元11作为第一级分频单元11的多频段动态范围控制系统所需的滤波器数量均多于以fc3或fc2的分频单元11作为第一级分频单元11的多频段动态范围控制系统所需的滤波器数量。
71.因此，在本实施例中，所述分频模块10的多级分频单元11按照预设规则依次级联有利于减少系统中总的滤波器数量，进一步简化所述多频段动态范围控制系统。
72.相应的，本技术实施例还提供了一种音频系统，包括如上述任一实施例所述的多频段动态范围控制系统。
73.综上所述，本技术实施例提供了一种多频段动态范围控制系统及音频系统，其中，所述多频段动态范围控制系统中通过分频模块10的多级分频单元11对待处理信号进行分频和补偿，且在第i级所述分频单元11中至少包括一个全通滤波器111，全通滤波器111单个器件即可实现对所述待处理信号的相位补偿，有利于简化所述多频段动态范围控制系统的整体架构。
74.本说明书中各实施例中记载的特征可以相互替换或者组合，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。
75.对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本技术。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本技术的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本技术将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。