1.本发明涉及模拟电路技术领域，尤其是指一种精确控制占空比的集成振荡器。
背景技术：2.一个典型的片上集成振荡器为电容充放电结构，通过将电容两端电压与固定偏置电压做比较，计算充放电时间，从而确定振荡频率。常用技术中要想得到一个精确控制占空比的振荡器输出，需要提供一个精确的参考电压vref、一个精度较高的迟滞比较器和精准的偏置电流镜比例。在cmos集成电路工艺下，该传统结构集成振荡器增加了设计难度，需要引入额外的偏置电压vref，且较难控制偏置电流镜a1和a2的比例。
3.因此，有必要发明一种新型的能精确控制占空比的集成振荡器，并克服传统集成振荡器的一些缺陷和局限性。
技术实现要素：4.为此，本发明所要解决的技术问题在于克服现有技术中集成振荡器结构复杂、精度差和应用场景局限性的问题，从而提供一种精确控制占空比的集成振荡器。
5.为解决上述技术问题，本发明的一种精确控制占空比的集成振荡器，包括偏置电流镜i1、偏置电流镜i2，nmos晶体管n1～n6，电容c1～c3，电阻r1，比较器cmp，反相器inv，还包含缓冲器buf，其中，
6.偏置电流镜i1的第一输入端接电源vdd，偏置电流镜i1的第二输入端与nmos晶体管n1和n2的漏极相连；
7.偏置电流镜i2的第一输入端接电源vdd，偏置电流镜i2的第二输入端与nmos晶体管n4和n5的漏极相连。
8.在本发明的一个实施例中，所述nmos晶体管n1的栅极与nmos晶体管n4和n6的栅极相连，且同为比较器cmp的输出连接；nmos晶体管n1的源极与电容c1的第一输入端相连；
9.nmos晶体管n2的栅极与nmos晶体管n3和n5的栅极相连，且同为反相器inv的输出连接；nmos晶体管n2的源极与电阻r1的第一输入端相连；
10.nmos晶体管n3的漏极与电容c1的第一输入端相连，其源极与电容c1的第二输入端相连，并同时接地。
11.在本发明的一个实施例中，所述电阻r1的第二输入端接地。
12.在本发明的一个实施例中，所述nmos晶体管n4的源极与电容c3的第一输入端和电阻r1的第一输入端相连；
13.nmos晶体管n5的源极与电容c2的第一输入端相连；
14.nmos晶体管n6的漏极与电容c2的第一输入端相连，其源极与电容c2的第二输入端相连，并同时接地；
15.比较器cmp的正输入端连接nmos晶体管n4和n5的漏极，比较器cmp的负输入端连接nmos晶体管n1和n2的漏极，比较器cmp的输出连接反相器inv的输入；
16.反相器inv的输出端分别与nmos晶体管n2、n3和n5的栅极互连；
17.所述缓冲器buf的输入端连接反相器inv的输出端，缓冲器buf的输出端为振荡器电路的输出端。
18.本发明的上述技术方案相比现有技术具有以下优点：本发明所述的一种精确控制占空比的集成振荡器通过电流镜串联电阻及电阻并联电容的连接方式，稳态时给比较器提供自偏置比较电压，无需外部提供参考电压，降低了设计复杂度。此外，通过电容比例确定振荡器输出占空比，提高了精度；通过改变电阻不同的阻值，实现宽范围(几十khz～几十mhz)的振荡器频率，能够适用于不同的应用环境。
附图说明
19.为了使本发明的内容更容易被清楚的理解，下面根据本发明的具体实施例并结合附图，对本发明作进一步详细的说明。
20.图1是本发明提供的精确控制占空比的集成振荡器结构示意图；
21.图2是本发明提供的精确控制占空比的集成振荡器工作波形示意图。
具体实施方式
22.如图1所示，本实施例提供一种精确控制占空比的集成振荡器，包括偏置电流镜i1、偏置电流镜i2，nmos晶体管n1～n6，电容c1～c3，电阻r1，比较器cmp，反相器inv，还包含缓冲器buf，其中，
23.偏置电流镜i1的第一输入端接电源vdd，偏置电流镜i1的第二输入端与nmos晶体管n1和n2的漏极相连；
24.偏置电流镜i2的第一输入端接电源vdd，偏置电流镜i2的第二输入端与nmos晶体管n4和n5的漏极相连。
25.具体地，如图2所示，设置电流镜i1和i2的电流相等，为i。假设初始状态时，比较器cmp输出为低电平，即v
in1
为低电平，v
in2
为高电平，此时nmos晶体管n1、n4和n6关断，n2、n3和n5导通，电容c1上的电压v
c1
为0v，电容c3和电阻r1上的电压v
c3
开始上升，电容c2上的电压v
c2
也开始上升。
26.所述nmos晶体管n1的栅极与nmos晶体管n4和n6的栅极相连，且同为比较器cmp的输出连接；nmos晶体管n1的源极与电容c1的第一输入端相连；
27.nmos晶体管n2的栅极与nmos晶体管n3和n5的栅极相连，且同为反相器inv的输出连接；nmos晶体管n2的源极与电阻r1的第一输入端相连；
28.nmos晶体管n3的漏极与电容c1的第一输入端相连，其源极与电容c1的第二输入端相连，并同时接地。
29.由于n2和n5导通，v
p
＝v
c2
，vm＝v
c3
，当v
c2
大于v
c3
时，比较器输出翻转，v
in1
为高电平，v
in2
为低电平，此时nmos晶体管n1、n4和n6导通，n2、n3和n5关断，电容c2通过n6快速放电，电压v
c2
变为0v，电容c1上的电压v
c1
开始上升，此时电容c3和电阻r1上的电压v
c3
继续上升，由于n1和n4导通，v
p
＝v
c3
，vm＝v
c1
，当v
c1
大于v
c3
时，比较器输出翻转，v
in1
为高电平，v
in2
为低电平，到此一个周期结束。
30.所述电阻r1的第二输入端接地。
31.所述nmos晶体管n4的源极与电容c3的第一输入端和电阻r1的第一输入端相连；
32.nmos晶体管n5的源极与电容c2的第一输入端相连；
33.nmos晶体管n6的漏极与电容c2的第一输入端相连，其源极与电容c2的第二输入端相连，并同时接地；
34.比较器cmp的正输入端连接nmos晶体管n4和n5的漏极，比较器cmp的负输入端连接nmos晶体管n1和n2的漏极，比较器cmp的输出连接反相器inv的输入；
35.反相器inv的输出端分别与nmos晶体管n2、n3和n5的栅极互连；
36.所述缓冲器buf的输入端连接反相器inv的输出端，缓冲器buf的输出端为振荡器电路的输出端。
37.进一步地，当振荡器处于稳态时，电容c3和电阻r1上的电压v
c3
会稳定在i*r1，该值即为稳态时比较电压，容易得出，振荡器输出高电平时间ton＝i*r1*c1/i＝r1*c1，振荡器输出低电平时间toff＝i*r1*c2/i＝r1*c2，振荡器输出周期t＝r1*(c1+c2)，频率f＝1/r1/(c1+c2)，占空比d＝c1/(c1+c2)。
38.可以看出，振荡器频率只和电阻r1、电容c1和c2有关，与电流镜大小无关，在cmos工艺下，通过调整电阻和电容的值，可轻易实现振荡器输出频率范围在几十khz～几十mhz内，能够适用于不同的应用环境。占空比为电容的比值，精度更高。
39.本发明通过电流镜串联电阻及电阻并联电容的连接方式，稳态时给比较器提供自偏置比较电压，无需外部提供参考电压，降低了设计复杂度。此外，通过电容比例确定振荡器输出占空比，提高了精度；通过改变电阻不同的阻值，实现宽范围的振荡器频率，能够适用于不同的应用环境。
40.显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明所作的举例，并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引申出的显而易见的变化或变动仍处于本发明创造的保护范围之中。