一种负载调制平衡功率放大器及自匹配实现方法

1.本发明属于射频微波通信领域，涉及一种负载调制平衡功率放大器及自匹配实现方法，具体是一种依靠动态偏置电压控制实现阻抗自动匹配的负载调制平衡放大器设计。


背景技术：

2.在移动通信领域，为了提高有限频带的频谱利用率以尽可能多地传输数据，射频收发系统通常需要对数据进行复杂的调制，这使得现代通信系统的信号通常具有很高的峰值-平均功率比(papr)。传统的线性放大器针对恒包络信号有不失真的放大效果，但是对于包络剧烈变化的高峰均比的信号放大效率很低。因此，为保证发射机整体效率，一般要求功率放大器可以在较大的功率动态范围内进行操作，即在饱和及回退区间内同时保持高效率。近些年，针对高峰均比信号应用的负载调制型放大器的研究非常火热，以doherty(多尔蒂)和outphasing(异相)结构为代表的负载调制类放大器逐渐成为业界应用的主流。但是，上述放大器通常只能窄带工作。
3.近期，业界提出了一种全新的负载调制放大器，即负载调制平衡放大器(load modulated balanced amplifier,lmba)。与上述两种放大器类似，负载调制平衡放大器可以在功率回退时实现高效率放大调制信号，且具有一定的宽带效果，因而得到射频微波功率放大器研究人员的强烈关注。这种负载调制类型的放大器的工作原理是通过输入一个3-db正交耦合器将调制信号分解为两个幅度相等的正交信号(相位相差90度)，并将额外添加的控制信号注入到输出3-db正交耦合器的隔离端口，以实现对输出3-db正交耦合器直通端和耦合端的负载阻抗调制，调制信号在通过一个3-db正交耦合器后在输出端口的相位一致，与控制信号的功率共同叠加在输出端口。
4.传统的负载调制平衡放大器需要单独的控制信号连接输出3-db正交耦合器的隔离端口，同时通过改变控制信号的幅度和相位实现阻抗的调制，这在一定程度上增加了操作的复杂性。基于上述背景，本发明提出了一种新型负载调制平衡放大器架构，使得原本双输入的信号变为了单输入信号，且控制放大器依然可以发挥负载调制作用，尽可能拟合最优阻抗轨迹曲线。通过对电路偏置的调整，实现电路饱和和回退状态的阻抗的自动匹配，从而不需要复杂的输出匹配结构。该设计方案同时提高了电路的线性度和增益稳定性，操作灵活，结构简单。


技术实现要素：

5.本发明的一个目的是针对传统负载调制平衡放大器中控制信号操作复杂的问题，提出一种负载调制平衡功率放大器。该理论革新了传统负载调制平衡放大器双输入的结构，基于阻抗轨迹曲线的变化规律，通过设置功分器功率分配比和偏置电压来实现控制信号在负载调制中发挥的幅度和相位调制作用。通过偏置的灵活调整实现了阻抗在不同状态下的匹配，具有操作简单，易于推广的优点。
6.一种负载调制平衡功率放大器，包括功分器、相位补偿网络、输入3-db正交耦合
器、平衡放大器、控制放大器和输出3-db正交耦合器；所述平衡放大器包括上下两路平衡子放大器；
7.所述功分器用于将单输入信号源功率分配至平衡放大器和控制放大器；提供给控制放大器的输入功率应大于流入上下两路平衡子放大器输入端的功率，使得控制放大器提早饱和；
8.所述相位补偿网络用于通过随频率变化的相位值，调节控制放大器和平衡放大器输出电流相位差，使得调制阻抗轨迹始终落在负载牵引的最优值区域，在不同频率下，提供变化的相位补偿值，来拟合最优阻抗轨迹曲线。
9.作为优选，所述的相位补偿网络特征阻抗为50欧姆，在工作频段内的相位变化范围高于单个串联传输线所能提供的，可以满足在不同频率下的电流相对相位需求。对端接阻抗为50欧姆时不会产生反射，在不同频率下只会对接输入耦合器的信号产生不同的相位补偿效果。
10.所述输入3-db正交耦合器的输入端接相位补偿网络的输出端，直通端和耦合端分别接上路平衡放大器的输入端、下路平衡放大器的输入端；隔离端接50欧姆电阻r3；
11.所述输出3-db正交耦合器的输入端接50欧姆负载r5，直通端和耦合端分别接下路平衡放大器的输出端、上路平衡放大器的输出端，隔离端接控制放大器的输出端；
12.所述输入3-db正交耦合器、输出3-db正交耦合器使得两路平衡子放大器在负载调制平衡功率放大器的输出端口的相位一致；
13.作为优选，所述输入3-db正交耦合器和输出3-db正交耦合器均采用两级电桥结构，便于各路功放的连接，避免跨线，同时增加了耦合器的带宽；
14.所述上下两路平衡子放大器结构一致，大小完全相等，均包括平衡放大器输入匹配电路、rc稳定电路、自适应偏压控制电路、晶体管p2、漏极偏置电路、隔直电容c8；平衡放大器输入匹配电路的输入端作为每路平衡子放大器的输入端，输出端接rc稳定电路的输入端，rc稳定电路的输出端与晶体管栅极连接；自适应偏压控制电路的输入端接直流电源，输出端接晶体管栅极；漏极偏置电路的输入端接直流电源，输出端与晶体管的漏极连接后同时与隔直电容c8的一端连接，隔直电容c8的另一端作为每路平衡子放大器的输出端；
15.所述控制放大器包括控制放大器输入匹配电路、rc稳定电路、栅极偏置电路、晶体管p1、漏极偏置电路、控制放大器输出匹配电路、隔直电容c3；控制放大器输入匹配电路的输入端作为控制放大器的输入端，控制放大器输入匹配电路的输出端与rc稳定电路的输入端连接，rc稳定电路的输出端与晶体管p1栅极连接；栅极偏置电路的输入端接直流电源，输出端接rc稳定电路的输出端；控制放大器输出匹配电路的输入端接漏极偏置电路的一端后与晶体管p1漏极连接，漏极偏置电路的另一端接直流电源，控制放大器输出匹配电路的输出端接隔直电容c3的一端，隔直电容c3的另一端作为控制放大器的输出端，接输出3-db正交耦合器的隔离端；
16.所述平衡放大器输入匹配电路、控制放大器输入匹配电路采用低通滤波器匹配的设计方法进行设计，低q值的设计提高了电路带宽；
17.所述rc稳定电路由并联rc电路组成，用于提高放大器的稳定性，避免在实际测试过程中自激；
18.所述自适应偏压控制电路用于随输入功率动态调整栅级偏置电压。
19.作为优选，所述自适应偏压控制电路包括电阻r6、接地电容c9、串联微带线l17、二极管、接地电容c10和接地电阻r7；电阻r6的一端接直流电源v
gs
，另一端与接地电容c9的一端、串联微带线l17的一端连接，串联微带线l17的另一端与二极管的负极相连后rc稳定电路输出端和晶体管栅极相连，二极管的正极与接地电容c10的一端、接地电阻r7的一端连接；接地电容c9的另一端的另一端、接地电容c10的另一端和接地电阻r7的另一端接地。
20.所述控制放大器的栅极偏置电路将控制晶体管p1偏置到ab类；
21.所述平衡放大器的栅极偏压随输入功率动态调整，实现负载阻抗在回退和饱和状态的自动匹配。
22.所述输出3-db正交耦合器的直通端和耦合端阻抗也是平衡放大器负载阻抗，其与控制放大器的幅度和相位的关系：
[0023][0024][0025]
其中ic是控制放大器输出端流入输出3-db正交耦合器隔离端的电流大小，ib是平衡放大器输出端流入输出3-db正交耦合器直通端或耦合端的电流大小，φ是输出3-db正交耦合器隔离端电流与输出3-db正交耦合器直通端电流的相对相位，zb表示平衡放大器负载阻抗，θ表示平衡放大器负载阻抗反射系数的相位，z0表示输出3-db正交耦合器的特征阻抗，j表示复数；
[0026]
由上式(1)-(2)发现，平衡放大器负载阻抗的调制主要受电流比ic/ib和相对相位φ的影响。在本发明提出的单输入结构下φ可以认为是不发生改变的，因此对平衡放大器负载阻抗调制的研究转为对主要变量ic/ib的研究。观察公式(1)-(2)可以发现，电流比ic/ib的变化同时反映了阻抗的幅度和相位调制。因此依靠功分器和偏置电压的调整可以实现对电流比ic/ib的控制，从而达到回退点和饱和点阻抗匹配的效果。
[0027]
本发明的另一个目的是提供一种负载调制平衡功率放大器自匹配实现方法，其特征在于通过如下步骤实现：
[0028]
步骤一：设计rc稳定电路，不断调整电阻r4、r2和电容c2、c7的值使得稳定参数在全频带大于1；
[0029]
步骤二：根据设置的工作频率和偏置大小，确定控制放大器晶体管的输入、输出阻抗，以及平衡放大器晶体管的最优输入阻抗，以便后续匹配；
[0030]
步骤三：根据晶体管饱和阻抗，设计控制放大器输入匹配电路、控制放大器输出匹配电路、平衡放大器输入匹配电路；
[0031]
步骤四：设计输入3-db正交耦合器、输出3-db正交耦合器，其中输入3-db正交耦合器、输出3-db正交耦合器的直通端和耦合端相位均满足相差90度，两路信号幅度大小相等；输入3-db正交耦合器隔离端口接50欧姆电阻，输出3-db正交耦合器输入端口接50欧姆负载；
[0032]
步骤五：设计功分器，三端口阻抗均为50欧姆，功分器将单输入信号不等分为两路
信号，具体功分比例根据调试结果来确定，两路信号分别送给控制放大器输入端口和连接输入3-db正交耦合器的相位补偿网络输入端口；
[0033]
步骤六：设计自适应偏压控制电路，正向二极管对流入晶体管栅极的输入功率进行整流，通过串联电阻r6转换为栅极电压的变化；
[0034]
步骤七：将调试好的控制放大器输入匹配电路、控制放大器输出匹配电路、平衡放大器输入匹配电路、rc稳定电路、自适应偏压控制电路、晶体管p1和p2、输入3-db正交耦合器、输出3-db正交耦合器和功分器组合并调试，进而通过改变阻抗的大小来拟合负载牵引的最优阻抗轨迹。具体是：
[0035]
1)晶体管p2的饱和负载阻抗
[0036]
单输入情况下，为了提高在低功率区的阻抗，应保持p
control
/p
balance
大于阈值a，a为本领域技术人员经验设定值，a＞1。其中p
control
表示控制放大器输出功率大小，p
balance
表示平衡子放大器输出功率大小，要求控制放大器提早饱和，平衡子放大器晚开启。因此首先设置控制放大器偏置在ab类，两路平衡子放大器偏置在c类。在此基础上，分析控制放大器输出端电流ic和平衡子放大器输出端电流ib的变化。
[0037]
假设放大器电流为理想的线性模型，根据驱动水平对电流进行规范化：
[0038][0039][0040]
为了简化描述设置比率β＝i
b,max
/i
c,max
，i
c,max
表示控制放大器输出电流的最大值，i
b,max
表示平衡子放大器输出电流的最大值，k1表示p2打开时的驱动级别，k2表示p1饱和时的驱动级别。一般情况下，k1≤k2。
[0041]
控制放大器和两路平衡子放大器都饱和时，整个电路的输出功率达到最大值，则对应的饱和负载阻抗z
b,sat
可表示为：
[0042][0043]
其中θ表示平衡放大器负载阻抗反射系数的相位，z0表示输出3-db正交耦合器的特征阻抗，j表示复数；
[0044]
总输出功率p
all
是控制放大器和两路平衡子放大器的输出功率之和，一般表达式为：
[0045][0046]
其中ic表示控制放大器输出电流；ib表示平衡子放大器输出电流，re(zb)表示负载阻抗zb的实部。
[0047]
化简上式(6)得到总饱和输出功率p
sat
：
[0048][0049]
总饱和输出功率的表达式只与参数β，φ有关。根据晶体管的datasheet，可得到晶体管p1、p2的功率总和p
sat
，在此目标下综合数据的合理性和效率最大化，与负载牵引的结果进行反复比较寻求β和φ的最优值。当β和φ的值确定时，就可以得到饱和负载阻抗z
b,sat
。
[0050]
2)晶体管p2的回退阻抗
[0051]
定义在整个调制过程中β不变，则φ的值可以认为不发生变化，从而进一步分析p2的低功率阶段。在驱动水平为k2的时刻，晶体管p1刚刚饱和，控制放大器输出电流达到最大值i
c,max
，平衡子放大器输出电流则被调制的回退点负载阻抗z
b,back
为：
[0052][0053]
可以得到回退状态下控制放大器和平衡放大器的总输出功率为：
[0054][0055]
回退范围可以通过比较p
sat
和p
back
求得：
[0056][0057]
在给定obo的情况下，p
back
得以确定，式子中只有这个单项式未知，通过对公式(10)的求解可以将z
b,back
的实虚部确定下来。为确保以这种方法得到的z
b,back
是可以实现的，分析回退点负载阻抗z
b,back
的实虚部：
[0058][0059]
阻抗的实部必须是正数才具有实际的物理意义，因此式(11)隐含的约束条件是：
[0060][0061]
其等效于回退功率最低为饱和的控制功率，这也符合ic和ib电流模型的物理含义。
[0062]
3)通过自适应偏压控制电路改变栅极电压，实现对控制放大器和平衡放大器输出电流大小和相对相位的控制，进而保证z
b,sat
和z
b,back
的匹配，从而使得在回退状态依然可以保持高效率，饱和时得到高输出功率和高效率。
[0063]
步骤八：根据不同频率下控制放大器和平衡放大器两路电流的相对相位差进行相位补偿网络的设计，然后将相位补偿网络与上述步骤七网络进一步组合后进行完整电路的调试。
[0064]
本发明提出的阻抗自匹配负载调制平衡功率放大器的工作原理如下：通过控制功分比例以及自适应偏压控制电路，使得控制放大器提前饱和，在低功率时提高阻抗反射系数幅度，达到在低功率时提高负载阻抗进而提高效率的目的。随着平衡放大器输出功率逐渐增大，ic/ib的值下降，使得负载阻抗的反射系数幅度减小，相位逐渐增加，符合负载牵引得到的阻抗轨迹规律，这也是单输入负载调制平衡放大器的一般做法。由于低功率时阻抗的匹配与饱和时阻抗的匹配都与平衡放大器栅极偏置有关，通过自适应栅极偏置的控制，既实现了阻抗在这些状态下的匹配，也提高了电路的增益线性度。
[0065]
本发明的有益效果是：利用功率与电流的变化比，采用自适应偏压控制电路实现对阻抗幅度和相位的调制，取代了传统的双输入结构。与输入3-db正交耦合器输入端连接的相位补偿网络用于弥补微带线的色散效应。在宽带匹配的情况下，电路的带宽只受到耦合器的影响。两级电桥的设计进一步提高了电路的带宽。平衡放大器阻抗的调制不需要输出匹配网络的参与，实现了负载调制目的，简化了整体电路结构。
附图说明
[0066]
图1是本发明中的阻抗自匹配负载调制平衡功率放大器的结构示意图。
[0067]
图2是本发明中的相位补偿网络的结构以及利用仿真软件模拟相位偏移的示意图。
[0068]
图3是本发明中的自适应偏压控制电路以及利用仿真软件模拟栅极电压随输入功率动态调整的示意图。
[0069]
图4是利用仿真软件模拟本发明的放大器调制阻抗轨迹在宽频带(3.4ghz-3.9ghz)范围内的示意图。
[0070]
图5是利用仿真软件模拟本发明在宽频带(3.4ghz-3.9ghz)范围内的结果示意图。
具体实施方式
[0071]
以下是本发明的具体实施例并结合附图，对本发明的技术方案作进一步的描述，但本发明并不限于这些实施例。
[0072]
图1所示为本发明中的阻抗自匹配负载调制平衡功率放大器的结构示意图，该功率放大器包括功分器、相位补偿网络、两路平衡子放大电路、一路控制放大器电路和两个3-db正交耦合器。其中平衡子放大器电路包括宽带输入匹配电路、rc稳定电路、自适应偏压控制电路、漏极偏置电路和隔直电容；控制放大器电路包括宽带输入匹配电路、rc稳定电路、栅极偏置电路、宽带输出匹配电路、漏极偏置电路和隔直电容。
[0073]
所述功分器是威尔金森功分器，结构更加紧凑。其具体包括微带线l1、微带线l2和电阻r1；微带线l1的一端与微带线l2的一端连接后接单输入信号源，微带线l1的另一端与电阻r1的一端连接后接控制放大器；微带线l2的另一端与电阻r1的另一端连接后接相位补偿网络的输入端。
[0074]
所述相位补偿网络采用微带线与电容组合的结构如图2所示，改变了两路电流的相对相位φ；在不同频率下，提供变化的相位补偿值，来拟合最优阻抗轨迹曲线。其具体包括串联微带线l3、串联电容c4、并联短路微带线l4、串联电容c5和串联微带线l5；串联微带线l3的一端接功分器输出的一路信号，串联微带线l3的另一端接串联电容c4的一端，串联
电容c4的另一端与并联短路微带线l4的一端、串联电容c5的一端连接，串联电容c5的另一端与串联微带线l5的一端连接，串联微带线l5的另一端与输入3-db正交耦合器的输入端相连，并联短路微带线l4的另一端接地。
[0075]
所述3-db正交耦合器是两级3-db正交耦合器，多级的结构进一步提高了带宽范围。输入耦合器的结构顺序为微带线l6、微带线l7、微带线l8、微带线l9、微带线l10、微带线l11和微带线l12；输出3-db正交耦合器的结构顺序为微带线l28、微带线l29、微带线l30、微带线l31、微带线l32、微带线l33和微带线l34；
[0076]
微带线l6的一端与微带线l7一端相连，连接处与相位补偿网络的输出端即串联微带线l5的输出端相连；微带线l7的另一端与微带线l8、微带线l10的一端相连，微带线l10的另一端与微带线l11相连，连接处是耦合器的耦合端口，接一路平衡放大器输入端；微带线l11的另一端与微带线l12相连，连接处是耦合器直通端，连接另一路平衡放大器输入端；微带线l12的另一端与微带线l8的另一端相连后与微带线l9的一端连接，微带线l9的另一端与微带线l6的另一端相连，接口处接50欧姆电阻r3，r3的另一端接地；
[0077]
微带线l28的一端与微带线l29相连；微带线l29的另一端与微带线l30、微带线l32的一端相连，微带线l32的另一端与微带线l33相连，同时与来自控制放大器输出端相连；微带线l33的另一端与微带线l34相连，连接点接50欧姆负载r5，r5的另一端接地；微带线l34的另一端与微带线l30的另一端相连后与微带线l32的一端连接，微带线l31的另一端与微带线l28的另一端相连。
[0078]
所述宽带输入、输出匹配电路均采用低q值切比雪夫阶跃式宽带匹配方法构建，为了使结构更具有普适性，解决集总元件的频率限制的问题，使用串联低阻抗微带线代替串联电感，串联高阻抗微带线代替并联电容，最终形成高低阻抗交替的微带线结构。全部串联微带线的匹配电路结构在扩大带宽的同时，简化了版图布局。
[0079]
所述控制放大器宽带输入匹配电路的结构顺序为串联电容c1、串联微带线l19、串联微带线l20和串联微带线l21；串联隔直电容c1的输入端接微带线l1与电阻r1的连接点。串联隔直电容c1的输出端接串联微带线l19的输入端，串联微带线l19的输出端接串联微带线l20，串联微带线l20的另一端接串联微带线l21的输入端，串联微带线l21的另一端与rc稳定电路的输入端连接。
[0080]
所述控制放大器rc稳定电路由并联电阻和电容组成，在晶体管输入端增加有耗元器件，提高了放大器的稳定性。
[0081]
所述控制放大器栅极偏置电路将晶体管偏置到ab类，由一条一端接电源并接地，另一端接rc稳定电路输入端的并联微带线构成，用来提供栅极偏置电压。
[0082]
所述控制放大器宽带输出匹配电路的结构顺序为串联微带线l24、串联微带线l25、串联微带线l26、串联微带线l27；控制放大器晶体管p1漏极接串联微带线l24的输入端，串联微带线l24的输出端接串联微带线l25的输入端，串联微带线l25的另一端接串联微带线l26，串联微带线l26的输出端与串联微带线l27的输入端相连，串联微带线l27的输出端接串联隔直电容c3，串联隔直电容c3的输出端同时与输出3-db正交耦合器微带线l32与微带线l33相连接。
[0083]
所述控制放大器漏极偏置电路由一条一端接电源并接地，另一端接晶体管p1漏极的并联微带线构成，用来提供漏极直流电压。
[0084]
所述平衡放大器宽带输入匹配电路的结构顺序为串联电容c6、串联微带线l13、串联微带线l14、串联微带线l15和串联微带线l16；串联隔直电容c6的输入端接微带线l10与微带线l11的连接点，另一路的平衡放大器隔直电容c6输入端与微带线l11与微带线l12连接点相连。串联隔直电容c6的输出端接串联微带线l13的输入端，串联微带线l13的输出端接串联微带线l14，串联微带线l14的另一端接串联微带线l15的输入端，串联微带线l15的输出端接串联微带线l16，串联微带线l16的另一端与rc稳定电路的输入端连接。
[0085]
所述平衡放大器自适应偏压控制电路的结构顺序为电阻r6、接地电容c9、串联微带线l17、二极管、接地电容c10和接地电阻r7；电阻r6的一端接直流电源，另一端与接地电容c9的另一端相连后与串联微带线l17连接，l17的另一端与二极管的负极相连，二极管的正极与接地电容c10和接地电阻r7的另外一端连接。微带线l7与二极管负极相连的节点同时与稳定电路输出端和晶体管栅极相连。
[0086]
所述平衡放大器晶体管p2漏极接隔直电容c8的输入端，c8的另一端与微带线l28与微带线l29的接点相连，另一路隔直电容c8的输出端与微带线l28与微带线l31相连接。两路平衡放大器的晶体管类型、偏置大小与匹配结构都是完全相同的。
[0087]
设计所述负载调制平衡放大器在3.4ghz-3.9ghz频段下工作时，通过自适应偏压控制电路改变栅极偏置大小，可以对控制功放和平衡功放输出电流比进行控制，实现输出阻抗的自动匹配，在更宽的动态范围内可以高效率输出。
[0088]
上述一种阻抗自匹配负载调制平衡功率放大器的设计方法，通过如下步骤实现：
[0089]
步骤一：设计rc稳定电路，不断调整电阻和电容的值使得稳定参数在全频带大于1。具体的，可以采用电路仿真软件对添加rc稳定电路前后的放大器稳定性进行分析比较。本实例中控制放大器选择50欧姆电阻和2.5pf电容并联作为稳定电路的最终形式，平衡放大器选择50欧姆电阻和4pf电容并联作为稳定电路的最终形式。
[0090]
步骤二：要确定晶体管的输入输出阻抗，以便后续匹配。具体方法为：利用代工厂公司提供的gan_hemt工艺中的可扩展性晶体管模型和之前设计的稳定电路带入到具体电路仿真软件的负载牵引和源牵引的模板中，在整个工作频段内选取折中的频点，得到输入阻抗、输出阻抗、功率回退时的输出阻抗的最优范围。同时观察到，随着频率的增加，平衡放大器输出阻抗反射系数相位越来越大，阻抗轨迹更靠近实轴，这是我们之后设计相位补偿网络的理论基础。
[0091]
步骤三：利用步骤二得到的最优输入阻抗，做宽带输入匹配电路。输入匹配电路采用高低阻抗交替的微带线，在smith图上呈现阶跃式宽带匹配路径来实现宽带的匹配，具体的方法是利用切比雪夫等公知性匹配技术来进行电容电感的匹配，之后利用理查兹变化求解微带线的阻抗和电长度。
[0092]
步骤四：设计两级3-db正交耦合器，要求耦合度在工作频段内接近-3db，隔离度在工作频段内小于-20db，耦合端信号相位超前直通端信号90度。利用奇偶模分析法求得各桥臂的阻抗值，并采用仿真软件对端口特性进行测量。
[0093]
步骤五：设计威尔金森功分器，三端口阻抗均为50欧姆。根据设置的工作频率和工作带宽利用仿真软件中的模型生成功分器的基本结构。分析负载调制的过程可以发现在低功率时应使控制放大器提前饱和，因此应提高流入控制放大器一路的功率比例。
[0094]
步骤六：设计自适应偏压控制电路，利用二极管正向整流作用，将输入的射频信号
转化为从二极管正极流向负极的直流电流，并联电容c10影响流向二极管的射频功率进而影响电流增量，通过电阻r6将电流转化为晶体管栅极电压。
[0095]
步骤七：将调试好的宽带输入输出匹配电路、rc稳定电路、自适应偏压控制电路、偏置电路、晶体管、3-db正交耦合器电路和功分器组合并调试。在调试过程中，调节电容c10、电阻r6和电阻r7实现栅极偏压控制，使得阻抗变化轨迹来尽可能拟合负载牵引的最优阻抗轨迹。根据不同频率下两路电流的相对相位差进行相位补偿网络的设计。将相位补偿网络与上述网络组合后，进行完整电路的调试。具体做法为：
[0096]
2)p2的饱和最优阻抗
[0097]
首先分析单输入情况下，控制放大器和平衡放大器的开启顺序：为了提高在低功率区的阻抗，应保持p
control
/p
balance
处于较高值，要求控制功放提早饱和，平衡功放晚开启。因此首先设置控制放大器偏置在ab类，两路平衡放大器偏置在c类。在此基础上，分析控制放大器输出端电流ic和平衡放大器输出端电流ib的变化。
[0098]
假设功放电流为理想的线性模型，根据驱动水平对电流进行规范化：
[0099][0100][0101]
为了简化描述设置比率β＝i
b,max
/i
c,max
，k1表示p2打开时的驱动级别，k2表示p1饱和时的驱动级别。一般情况下，k1≤k2。
[0102]
三路功放都饱和时，整个电路的输出功率达到最大值，则对应的饱和阻抗z
b,sat
可表示为：
[0103][0104]
总输出功率是三路功放的输出功率之和，一般表达式为：
[0105][0106]
化简上式得到饱和功率p
sat
：
[0107][0108]
饱和输出功率的表达式只与参数β，φ有关。根据晶体管的datasheet，可得到三个晶体管的功率总和，在此目标下综合数据的合理性和效率最大化，与步骤二中得到的最优值进行反复迭代比较寻求β和φ的最优值。当β和φ的值确定时，就可以得到饱和最优阻抗。
[0109]
2)p2的回退阻抗
[0110]
上述得到的参数β、φ，认为在整个调制过程中β的定义未发生改变，φ的值可以认为不发生变化，则可进一步分析p2的低功率阶段。在驱动水平为k2的时刻，控制放大器已经
饱和，ic已经达到了最大值i
c,max
，ib的值可以表示为被调制的负载阻抗z
b,back
为：
[0111][0112]
可以得到这时的输出功率为：
[0113][0114]
回退范围可以通过比较p
sat
和p
back
求得：
[0115][0116]
在给定obo的情况下，p
back
得以确定，式子中只有这个单项式未知，通过对其的求解可以将z
b,back
的实虚部确定下来。为确保以这种方法得到的z
b,back
是可以实现的，分析回退阻抗的实虚部：
[0117][0118]
阻抗的实部必须是正数才具有实际的物理意义，因此上式隐含的约束条件是：
[0119][0120]
其等效于回退功率最低为饱和的控制功率，这也符合ic和ib电流模型的物理含义。
[0121]
3)实际设计时需要合理选择回退范围，在得到z
b,sat
和z
b,back
后，通过改变β，φ，k1和k2来进行阻抗的匹配，具体地可以通过改变功分比和栅极偏置来实现。由于两个阻抗的确定都是分析电流关系得到的，都与偏置有关，在变化的过程中并不是相互独立的。在低功率时实现高阻抗提高效率的偏置条件会导致增益的压缩，输出功率降低和饱和阻抗点的偏移，因此考虑添加自适应偏压控制电路改变栅极电压，同时实现z
b,sat
和z
b,back
的匹配。在低功率时使平衡功放处于深度c类偏置，提高阻抗反射系数。随着功放的开启，提高栅极偏压，增加平衡功放的导通角，实现饱和时的最优匹配。
[0122]
不在中心频率的其他频点时，由于微带线的电长度改变，每路功放的匹配情况发生变化导致相对相位φ改变，阻抗点发生偏移。对于阻抗点的修正，最直接的办法就是弥补相位的变化，控制放大器或输入3-db正交耦合器前添加的相位补偿网络所需相位的变化规律相反。在此发明中，位于输入3-db正交耦合器前的相位变化符合微带线电长度随频率变化的一般规律。单个串联微带线相位在3ghz-4ghz范围内只能实现约20度的变化，图2所示的相位补偿网络在3ghz-4ghz范围内可以提供45度的变化，能够满足电路的相位变化需求，进一步展宽频带。
[0123]
图3为自适应偏压控制电路的结构图和利用仿真软件得到的偏压变化范围。正向二极管将来自rf
in
的射频交流信号整流为正向的直流电流，电容c10的大小影响电流增量。通过串联电阻r6将电流增量转化为电压增量。λ/4微带线l17实现对射频信号开路，电容c9为旁路电容，v
x
为动态变化的栅极偏置电压。通过软件仿真证明了此结构可以实现栅级偏置电压随输入功率的动态调整。
[0124]
图4为完整电路连接后在不同频率下观察到的阻抗变化轨迹，可以观察到阻抗基本落在负载牵引的区域内，低功率时的阻抗大小高于饱和时的阻抗；在相位补偿网络的作用下，随着频率的增加，阻抗的相位逐渐增加。
[0125]
图5所示为本发明设计在电路仿真软件中得到的仿真结果图，由仿真结果可知，在3.4ghz-3.9ghz的频段范围内，饱和输出功率大于47dbm，饱和输出效率大于65％，6db回退效率大于55％。上述结果说明实现了负载调制平衡放大器的功能。
[0126]
以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本技术中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本技术所示的这些实施例，而是要符合与本技术所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。