1.本发明涉及集成电路芯片
技术领域：
：，特别涉及一种有源电感负载的高速二选一选择器。
背景技术：
：：2.多路选择器(mux，multiplexer)是在多路数据传送过程中，能够根据需要将其中任意一路选出来送到输出端的电路。在通信系统中通常采用开关切换技术来实现信号的通断与控制，多路选择器一般可采用基本与非门实现。多路选择器可作为射频开关在通信系统中切换信号以及通断控制。传统通信系统中，通常采用集成开关芯片进行频率选择。但传统方法有较大的损耗且选择频率范围较窄，不易于单片集成。目前来说，如何设计出宽带宽的高速二选一选择器是该领域的难点之一。3.对于多路选择器，论文“y-h.liu,c-lliandt-hlin.a200-pj/bmux-basedrftransmitterforimplantablemultichannelneuralrecording[j].ieeetransactionsonmicrowavetheoryandtechniques,2009.10.1109.”采用了一种差分结构，可以使电路受pvt参数改变而变化很小，但是这种选择器的频率选择范围不宽且高频电路中不适用。[0004]综上所述，目前可采用可调有源电感的谐振峰可调来实现选择器的宽带宽，功耗小。尽管如此，对于基于可调有源电感的二选一相位选择器，实现较宽的带宽范围依然有很高的难度。技术实现要素：[0005]本发明的目的在于提供一种有源电感负载的高速二选一选择器，以解决
背景技术：
：中的问题。[0006]为解决上述技术问题，本发明提供了一种有源电感负载的高速二选一选择器，包括选择器结构和有源电感负载结构；[0007]所述选择器结构包括两对开关使能对管、两对信号输入对管；两对开关使能对管作为选择频段使能开关管，控制选择所需输出频段；[0008]两对信号输入对管作为选择器连接前序电路的输入对管，为选择器提供输入信号；[0009]所述有源电感负载结构包括两个直流偏置管、一对电感谐振输入对管和两个正跨导管；两个直流偏置管作为有源电感负载结构的直流偏置管，为有源电感电路谐振提供适当的直流偏置电压；[0010]一对电感谐振输入对管作为有源电感负载结构的电感谐振调谐电压输入管，通过调整不同的电压，对电感谐振峰进行移动，扩大选频范围；[0011]两个正跨导管作为有源电感负载结构的谐振管，通过接收不同的谐振电压，产生不同大小的正跨导形成不同大小谐振峰。[0012]在一种实施方式中，所述选择器结构包括第一pmos管mp1、第二pmos管mp2、第三pmos管mp3、第四pmos管mp4、第一nmos管mn1、第二nmos管mn2、第三nmos管mn3和第四nmos管mn4；[0013]所述第一pmos管mp1和所述第二pmos管mp2、所述第三pmos管mp3和所述第四pmos管mp4构成所述两对开关使能对管，其中所述第一pmos管mp1和所述第二pmos管mp2作为使能开关《0》，其栅极接收使能信号与第一使能端口en《0》相连，所述第三pmos管mp3和所述第四pmos管mp4作为使能开关《1》，其栅极接收使能信号与第二使能端口en《1》相连；[0014]所述第一nmos管mn1和所述第二nmos管mn2、所述第三nmos管mn3和第四nmos管mn4构成所述两对信号输入对管，其中所述第一nmos管mn1的栅极和所述第二nmos管mn2的栅极分别连接第一输入正端口vin1和第一输入负端口vip1，所述第三nmos管mn3的栅极和第四nmos管mn4的栅极分别连接第二输入正端口vin2和第二输入负端口vip2。[0015]在一种实施方式中，所述第一pmos管mp1、所述第二pmos管mp2、所述第三pmos管mp3和所述第四pmos管mp4的源极和衬底均连接电源电压avdd；所述第一nmos管mn1、所述第二nmos管mn2、所述第三nmos管mn3和所述第四nmos管mn4的衬底均接地avss；[0016]所述第一pmos管mp1的漏极连接所述第一nmos管mn1的漏极，所述第二pmos管mp2的漏极连接所述第二nmos管mn2的漏极，所述第三pmos管mp3的漏极连接所述第三nmos管mn3的漏极，所述第四pmos管mp4的漏极连接所述第四nmos管mn4的漏极；[0017]所述第一nmos管mn1和所述第三nmos管mn3的源极互连，所述第二nmos管mn2和所述第四nmos管mn4的源极互连。[0018]在一种实施方式中，所述有源电感负载结构包括第五pmos管mp5、第六pmos管mp6、第五nmos管mn5、第六nmos管mn6、第七nmos管mn7和第八nmos管mn8；[0019]所述第五pmos管mp5和所述第六pmos管mp6作为两个直流偏置管，其中所述第五pmos管mp5的漏极同时连接所述第一nmos管mn1的源极和所述第三nmos管mn3的源极，所述第六pmos管mp6的漏极同时连接所述第二nmos管mn2的源极和所述第四nmos管mn4的源极；[0020]所述第七nmos管mn7和所述第八nmos管mn8作为两个正跨导管，其中所述第七nmos管mn7的源极连接所述第五pmos管mp5的漏极，所述第八nmos管mn8的源极连接所述第六pmos管mp6的漏极；[0021]所述第五nmos管mn5和所述第六nmos管mn6作为一对电感谐振输入对管，其中所述第五nmos管mn5的栅极和所述第六nmos管mn6的栅极共同连接调谐电压vtune。[0022]在一种实施方式中，所述第五pmos管mp5的源极、所述第六pmos管mp6的源极、所述第五nmos管mn5的漏极和所述第六nmos管mn6的漏极均连接偏置电压vbias；[0023]所述第五nmos管mn5的源极同时连接所述第五pmos管mp5的栅极、所述第七nmos管mn7的栅极和所述第八nmos管mn8的漏极；所述第六nmos管mn6的源极同时连接所述第六pmos管mp6的栅极、所述第八nmos管mn8的栅极和所述第七nmos管mn7的漏极；[0024]所述第七nmos管mn7的栅极连接第一输出端vout1；所述第八nmos管mn8的栅极连接第二输出端vout2。[0025]在本发明提供的有源电感负载的高速二选一选择器中，两对开关使能对管作为选择频段使能开关管，控制选择所需输出频段；两对信号输入对管作为选择器连接前序电路的输入对管，为选择器提供输入信号；两个直流偏置管作为有源电感负载结构的直流偏置管，为有源电感电路谐振提供适当的直流偏置电压；一对电感谐振输入对管作为有源电感负载结构的电感谐振调谐电压输入管，通过调整不同的电压，对电感谐振峰进行移动，扩大选频范围；两个正跨导管作为有源电感负载结构的谐振管，通过接收不同的谐振电压，产生不同大小的正跨导形成不同大小谐振峰。本发明具有以下有益效果：[0026](1)加入可调有源电感后，通过谐振峰的移动，可实现较宽的带宽，为后续进行更好的相位选择；[0027](2)可调有源电感通过较大的谐振峰，可在较宽的带宽下实现较大的增益；[0028](3)可调有源电感集成度高，面积小。附图说明[0029]图1为本发明提供一种有源电感负载的高速二选一选择器电路完整结构图；[0030]图2为本发明有源电感负载部分的小信号模型；[0031]图3为本发明有源电感负载部分的等效原理图。具体实施方式[0032]以下结合附图和具体实施例对本发明提出的一种有源电感负载的高速二选一选择器作进一步详细说明。根据下面说明和权利要求书，本发明的优点和特征将更清楚。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。[0033]本发明提供一种有源电感负载的高速二选一选择器电路，如图1所示，包括两对开关对管1，两对输入对管2，其中，[0034]由开关对管1进行接收使能信号，对频段进行选择，输入对管2接收前序电路产生的频率信号；[0035]两个输入偏置管3，一对谐振输入对管4，两个正跨导管5构成有源电感电路，其中，输入偏置管3用于接收直流偏置信号，为正跨导管5提供适当的直流偏置以进行谐振，输入对管2用于接收选择器的输出信号，谐振输入对管4接收不同大小的谐振电压信号以控制正跨导管5可以谐振在不同频率，正跨导管5接收前序电路传递过来的频率信号，通过有源电感的再次选择，可以输出不同频段的信号，且在较宽带宽下输出信号的增益保持较大。[0036]所述两对开关使能对管1包括第一pmos管mp1和第二pmos管mp2、第三pmos管mp3和第四pmos管mp4，所述两对信号输入对管2包括第一nmos管mn1和第二nmos管mn2、第三nmos管mn3和第四nmos管mn4；所述两对开关使能对管1和所述两对信号输入对管2构成所述有源电感负载的高速二选一选择器中的选择器结构。所述两个直流偏置管3包括第五pmos管mp5(即m7)和第六pmos管mp6(即m8)，所述一对电感谐振输入对管4包括第五nmos管mn5(即m11)和第六nmos管mn6(即m12)，所述两个正跨导管5包括第七nmos管mn7(即m9)和第八nmos管mn8(即m10)。所述两个直流偏置管3、所述一对电感谐振输入对管4和所述两个正跨导管5构成所述有源电感负载的高速二选一选择器中的有源电感负载结构。[0037]第一pmos管mp1、第二pmos管mp2、第三pmos管mp3和第四pmos管mp4的源极均接电源电压avdd，第一pmos管mp1的栅极和第二pmos管mp2的栅极均接第一使能端口en《0》，第三pmos管mp3的栅极和第四pmos管mp4的栅极均接第二使能端口en《1》；第一nmos管mn1、第二nmos管mn2、第三nmos管mn3和第四nmos管mn4的漏极分别连接到第一pmos管mp1、第二pmos管mp2、第三pmos管mp3和第四pmos管mp4的漏极，第一nmos管mn1和第三nmos管mn3的源极作为有源电感的正向输入信号，同时接到第五pmos管mp5的漏极和第七nmos管mn7的源极，第二nmos管mn2和第四nmos管mn4的源极作为有源电感的负向输入信号，同时接到第六pmos管mp6的漏极和第八nmos管mn8的源极。第一nmos管mn1的栅极接第一输入正端口vin1，第二nmos管mn2的栅极接第一输入负端口vip1，第三nmos管mn3的栅极接第二输入正端口vin2，，第四nmos管mn4的栅极接第二输入负端口vip2。第一nmos管mn1、第二nmos管mn2、第三nmos管mn3和第四nmos管mn4的衬底均接地avss；第一pmos管mp1、第二pmos管mp2、第三pmos管mp3和第四pmos管mp4的衬底均连接电源电压avdd。[0038]第五nmos管mn5的漏极、第六nmos管mn6的漏极、第五pmos管mp5的源极、第六pmos管mp6的源极均和直流偏置电压vbias相连，第五nmos管mn5的栅极和第六nmos管mn6的栅极均和调谐电压vtune相连，第五pmos管mp5的栅极同时连接第五nmos管mn5的源极、第七nmos管mn7的栅极和第八nmos管mn8的漏极；第六pmos管mp6的栅极同时连接第六nmos管mn6的源极、第八nmos管mn8的栅极和第七nmos管mn7的漏极；第七nmos管mn7的栅极与第一输出端vout1相连，第八nmos管mn8的栅极与第二输出端vout2相连，第一输出端vout1和第二输出端vout2作为整体电路的输出端口作为最后的选频结果。[0039]频率为ωin的差分注入信号首先经由第一输入正端口vin1、第一输入负端口vip1、第二输入正端口vin2和第二输入负端口vip2的两对信号输入对管(2)注入，通过第一使能端口en《0》和第二使能端口en《1》的不同使能信号控制两对开关使能对管(1)的开断，选择不同频段的信号通过一对电感谐振输入对管(4)进入到有源电感负载结构控制直流偏置电压，再通过调整调谐电压的大小控制一对电感谐振输入对管(4)，进而获得不同大小的谐振峰以扩大选频范围，使得两个正跨导管(5)谐振并连接到第一输出端vout1和第二输出端vout2，输出最终的分频输出信号。[0040]本发明的有源电感负载部分的小信号模型等效原理图如图2所示，可将其化简为图3所示的rlc等效电路，其中各元件值为：[0041][0042][0043]gp＝gds11ꢀꢀꢀ(3)[0044]cgs＝cgs7/8||cgs9/10ꢀꢀꢀ(4)[0045]上式中，cgs7/8为m7或m8的栅源之间的电容，cgs9/10为m9或m10的栅源之间的电容。图3中的cgs7为m7的栅源之间的电容，cds7为m7的漏源之间的电容。这个基本模型忽略了寄生电阻的影响，给出了较有指导意义的结果。由于leq与mos晶体管的跨导相关，而晶体管的跨导与电路直流偏置相关，因此自由谐振频率可以通过调节直流偏置来改变。当偏置电流增大时，因为所有晶体管的跨导都随之增大，leq减小自由谐振频率也会增加。相反，当偏置电流减小，跨导的减小会导致自由谐振频率减小。[0046]综上，通过小信号模型可以得出一条设计指导，即为增大谐振频率可以通过提高直流偏置。但是这个现象过于简单，特别是对于有源电感来说，偏置信号过多，等效电感对电压依赖较强，需要进一步得出如何调整电压来控制自由谐振频率。因为只有如此，才能有效完成振荡核心电路的电压预设，并依据这些关系得到最合适的电压设置。否则一味增大偏置电流，既不实际也不实用。[0047]下面从大信号描述函数角度对tai设计进行半定量分析。[0048]首先明确几个关系，gm9＝gm9/10、gds11＝gds11/12和gm7＝gm7/8。其中脚标表示所考虑的晶体管跨导以及所考虑端口间的电导，大写字母则代表将小信号模型中的变量代以大信号平均量。[0049]设ibias为总偏置电流，ibias7/8为流过m7/m8的偏置电流，同理对m9/m10而言的直流偏置电流为ibias9/10。在这个电路结构中，ibias9/10同时流过m11和m12所等效的有源电导gds11/12。此时gds11/12可以理解为单纯的电阻，其值大小由振幅v1与流过晶体管m11和m12的振荡电流幅值共同决定。因此可以得到表达式：[0050][0051]其中，k表示电流ibias9/10与其基频幅值之间的换算系数。与此同时有下式成立：[0052][0053][0054]其中n定义为两个偏置电流的比值。再根据描述函数，可以得到如下各式：[0055][0056][0057]下面对各数值关系做简要说明：[0058](1)ibias为总电流偏置。由于电路两条支路周期开关作用，因此每条支路的直流偏置都为ibias/2；[0059](2)k的确定需要利用线性区pmos的特性，但是因为幅值较大，pmos晶体管不能时刻处于同一区域内，因此需要建立波形表达式，进而获得频域分量。再者晶体管m7、m8、m9和m10在高频情况下的栅电流以及m9和m10自身的衬底注入都会使k的确定变得复杂。因此在建立模型时，为获得简单而有指导意义的结论，需要进行一定的简化。[0060](3)参数n也比较重要。虽然比值分子分母的电流密度不同，但n值至少会与m7/8和m9/10的晶体管尺寸之比有关，因此可以通过尺寸设计来调整n的大小。[0061]上面的分析涉及到的变量较多，不容易导出有用的设计指导，下面从另一个角度来讨论各变量之间的关系。[0062](1)对可调有源电感分析的目的在于希望得到电流偏置和振荡核心电路的自由谐振频率之间的关系，因为只要电路尺寸不变，等效的rlc电容也不变；[0063](2)由于变量过多，使得分析非常麻烦，为得到直观结果，可以简单假设ibias9/10恒定不变，尤其是当v1很大的时候。此时晶体管m11和m12进入饱和区(当然v1的进一步增大，会使ibias9/10也有增加，但可以忽略)；[0064](3)v1的计算如果继续使用前面的方法就不合适了，显然此时的v1与晶体管m9和m10关系密切；[0065](4)通过估计ibias9/10不超过ibias11/12，因此不妨设两者相等；[0066](5)值得注意的是，v1和v2都是从描述函数得来，其中v2为振幅最大值，因此针对的是基频幅度。由v1和v2运算得出的任何量都是针对特定频率的正弦稳态解，而不代表任何“直流”、“平均”和“均方根”值。[0067]因此可以获得结论如下：[0068](1)当ibias9/10恒定时，当ibias增大，n随之线性增大；[0069](2)当ibias9/10恒定时，gds11/12随v1增大而迅速减小；[0070](3)ibias增大时，v2会随之增大；[0071](4)等式(5)中的k值随v1的增大而迅速减小。因此根据leq表达式可知经仿真可得，leq随v1增大亦增大。当然还有n的影响。因为n与均随ibias线性增大，因此1/n的下降趋势不足以抵消的增大。[0072](5)由(4)可以推出，在电流受限区，即v1和v2可以任意增大。当ibias增大时，振荡频率会减小；[0073](6)若想获得所希望趋势，需要在电压受限区调节偏置。或者只有在v1和v2增大的同时想办法增大gds11/12，即减小调谐电压vtune以抵消v1增大的作用。[0074]上面的结论似乎预示着减小ibias可以有效改善电路性能。然而，一方面ibias的减小会减小v1和v2，因此不论以哪个位置作为输出都会使得输出信号变弱，最终导致信号传输的失败；另一方面，当ibias减小过多时，交叉耦合对的增益达到其最大值(即小信号等效跨导)便不再增大，此时继续减小ibias会使得环路增益降低，最终导致振荡核心无法起振，这同样预示着设计的失败。[0075]因此需要在振荡幅度和频率之间进行折中，或者利用电压受限区的特性提高能量的利用率。当然上述的结论有一定的局限性：1)ibias的增大并不一定预示着频率的降低，但v1与频率的直接关系却可以加以利用并对设计做出预测；2)关于可调有源电感各个变量间的大信号推导，存在其他的不确定条件和变量，仍有改进和提高的空间，如v2和v1的关系，v2与负阻对的关系等，如果能够确定这些变量之间的变化趋势，有利于做出更加准确的预测。[0076]综上所述，本发明通过将选择器的负载变为可调有源电感负载，在拓宽频带调谐范围的同时，使得宽频带下仍拥有较大增益，并且有源电感面积较小，便于集成。[0077]上述描述仅是对本发明较佳实施例的描述，并非对本发明范围的任何限定，本发明领域的普通技术人员根据上述揭示内容做的任何变更、修饰，均属于权利要求书的保护范围。当前第1页12当前第1页12