一种基于非对称幅相补偿结构的噪声抵消放大器及接收机

1.本发明涉及放大器技术领域，更为具体地是特别涉及一种基于非对称幅相补偿结构的噪声抵消放大器及接收机。


背景技术：

2.现代多标准无线系统为5gnr、雷达系统和大容量回传通信提供极大的数据速率的链路。为满足日益增长的信道带宽需求，e波段和v波段等微波频段的宽带无线系统近年来得到了迅速发展。同时，低噪声放大器及接收机作为宽带无线系统中的关键子模块，子系统，需要在宽工作频率范围内具有高动态范围和高信号质量。
3.在相关技术中，如图1，多采用与天线联合设计的噪声抵消低噪声放大器。该放大器由槽线天线，共栅放大链路，共源放大链路组成。入射信号经天线射入两个链路，经过放大后在输出端同相合成。同时，输入mos管的噪声在输出端反相抵消，实现噪声抵消的效果，降低低噪声放大器的噪声系数。同时，两路合成的方案可以提高放大器的线性度。该技术方案所设计的低噪声放大器的功耗较大，且由于槽线天线与低噪声放大器在片上集成，会对后级电路产生一定的干扰，难以直接与接收机集成。此外，天线带宽限制了低噪声放大器的工作带宽，难以实现宽带设计。
4.在相关技术中，如图2，多采用接收机为滑动中频架构，包括一个工作在微波频段的低噪声放大器，混频器以及若干中频与基带放大器。其中，低噪声放大器采用基于耦合变压器结构的共栅-共源放大电路级联的形式，实现了宽带高增益效果。此外，采用滑动中频架构，将微波频段信号下变频到基带，实现接收机功能；该技术方案所采用的基于耦合变压器结构的共栅-共源级联低噪声放大器的噪声系数较大，影响接收机的灵敏度。同时，该技术方案采用了多级混频的方案，产生了较多的带外杂散信号。带外杂散信号在链路各级之间反射，影响系统的稳定性和线性度。
5.因此，急需要一种基于非对称幅相补偿结构的噪声抵消放大器及接收机。


技术实现要素：

6.为了解决现有问题，本发明提供一种基于非对称幅相补偿结构的噪声抵消放大器及接收机，可以在放大接收到的信号的同时利用相位抵消输入匹配噪声。由于微波频段复杂的寄生参数影响，在实际电路中共栅放大链路和共源放大链路很难保证幅度与相位的平衡，降低噪声抵消的效果；因此，通过四合一非对称功率合成变压器来实现带有幅度相位补偿的功率合成。
7.第一方面，本发明提供了一种基于非对称幅相补偿结构的噪声抵消放大器，包括输入单元；输出单元；共栅放大链路，耦接在所述输出单元和所述输入单元之间；共源放大链路，与所述共栅放大链路并接在所述输出单元和所述输入单元之间；其中，所述输出单元包括四合一非对称功率合成变压器，所述四合一非对称功率合成变压器合并所述共栅放大链路的第一信号和所述共源放大链路的第二信号并抵消输入匹配噪声。由于微波频段复杂
的寄生参数影响，在实际电路中共栅放大链路和共源放大链路很难保证幅度与相位的平衡；因此，通过四合一非对称功率合成变压器来实现带有幅度相位补偿的功率合成。
8.在本技术的部分实施例中，所述四合一非对称功率合成变压器包括初级线圈和次级线圈，所述初级线圈包括至少两个第一电感和至少两个第二电感，所述共栅放大结构至少连接两个第一电感，所述共源放大结构至少连接两个第二电感，所述第一电感和所述第二电感串接。所述第一电感和第二电感的电感量不同，构成非对称幅度相位补偿结构。
9.在本技术的部分实施例中，所述次级结构为单圈结构的第三电感，所述第三电感与所述第一电感、第二电感互感。
10.在本技术的部分实施例中，所述共栅放大链路包括串接的共栅放大级和级联的共源放大级，且所述共栅放大级和共栅放大链路为t形匹配网络连接。
11.在本技术的部分实施例中，所述共栅放大级包括第一mos管，所述第一mos管源极连接所述输入单元和接地的偏置电感、漏极连接所述共栅放大链路。
12.在本技术的部分实施例中，所述共栅放大级还包括正反馈结构，所述正反馈结构由所述偏置电感和t形匹配网络耦合形成。
13.在本技术的部分实施例中，所述级联的共源放大级包括相互级联且串联的第一放大器和第二放大器，所属第一放大器和第二放大器之间采用单端转差分变压器连接，所述第二放大器与所述带幅度相位补偿功能的四合一非对称功率合成变压器连接。
14.在本技术的部分实施例中，所述共源放大链路包括串接的共源放大级和级联的放大器，所述共源放大级包括第二mos管，所述第二mos管的栅极连接所述输入单元，漏极连接所述共源放大链路。
15.在本技术的部分实施例中，所述级联的放大器包括相互级联且串联的第三放大器和第四放大器，所述第四放大器与所述四合一非对称功率合成变压器连接。
16.第二方面，本技术还提供一种接收机，包括上述的微波频段噪声抵消低噪声放大器，所述接收机还包括有源双平衡混频器和中频放大器，所述有源双平衡混频器和中频放大器依次串接在所述微波低噪声放大器的输出单元上。
17.本发明的有益效果是：本发明提供一种基于非对称幅相补偿结构的噪声抵消放大器及接收机，包括输入单元；输出单元；共栅放大链路，耦接在所述输出单元和所述输入单元之间；共源放大链路，与所述共栅放大结构并接在所述输出单元和所述输入单元之间；其中，所述输出单元包括四合一非对称功率合成变压器，所述四合一非对称功率合成变压器合并所述共栅放大链路的第一信号和所述共源放大链路的第二信号并抵消输入匹配噪声。由于微波频段复杂的寄生参数影响，在实际电路中共栅放大链路和共源放大链路很难保证幅度与相位的平衡；
18.因此，通过四合一非对称功率合成变压器来实现带有幅度相位补偿的功率合成，能够利用非对称幅相补偿结构去提高噪声抵消的效果，补偿微波频段下寄生参数对噪声抵消效果的不利影响。
附图说明
19.图1为本发明的现有技术1结构图；
20.图2为本发明的现有技术2结构图；
21.图3为本发明的基于非对称幅相补偿结构的噪声抵消放大器电路结构图；
22.图4为本发明的接收机结构图；
23.图5为本发明的接收机转换增益与噪声系数仿真与测试结果图；
24.图6为本发明的常规cmos工艺设计的接收机线性度测试结果图。
具体实施方式
25.下面将结合本技术实施例中的附图，对本技术实施例中的技术方案进行清楚、整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的施例。基于本发明中的实施例，本领域技术人员在没有作出创造性劳动前提下获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
26.本发明的描述中，需要理解的是，术语“中心”、“纵向”、“横向”、“长度”、“宽度、“厚度”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”、内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明或者隐含地包括一个或者更多个所述特征。在本发明的描述中，“多个”的含义两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。
27.在申请中，“示例性”一词用来表示“用作例子、例证或说明”。本技术中被描述为示例性”的任何实施例不一定被解释为比其它实施例更优选或更具优势。为使本领域任何技术人员能够实现和使用本发明，给出了以下描述。在以下描述，为了解释的目的而列出了细节。应当明白的是，本领域普通技术人员可以认到，在不使用这些特定细节的情况下也可以实现本发明。在其它实例中，不会对已知的结构和过程进行详细阐述，以避免不必要的细节使本发明的描述变得晦涩。因此，本发明并非旨在限于所示的实施例，而是与符合本技术所公开的原理的最广范围相一致。
28.实施例1：请参阅图3至图6；本发明公开一种基于非对称幅相补偿结构的噪声抵消放大器及接收机，包括输入单元；输出单元；共栅放大链路，耦接在所述输出单元和所述输入单元之间；共源放大链路，与所述共栅放大结构并接在所述输出单元和所述输入单元之间；其中，所述输出单元包括四合一非对称功率合成变压器，所述四合一非对称功率合成变压器合并所述共栅放大结构的第一信号和所述共源放大结构的第二信号并抵消掉输入匹配噪声。由于微波频段复杂的寄生参数影响，在实际电路中共栅放大链路和共源放大链路很难保证幅度与相位的平衡；因此，通过四合一非对称功率合成变压器来实现带有幅度相位补偿的功率合成。
29.在本技术的部分实施例中，所述四合一非对称功率合成变压器包括初级线圈和次级线圈，所述初级线圈包括至少两个第一电感和至少两个第二电感，所述共栅放大结构至少连接两个第一电感，所述共源放大结构至少连接两个第二电感，所述第一电感和所述第二电感串接。所述第一电感和第二电感的电感量不同，构成非对称幅度相位补偿结构。
30.在本技术的部分实施例中，所述次级结构为单圈结构的第三电感，所述第三电感与所述第一电感、第二电感互感。
31.在本技术的部分实施例中，所述共栅放大链路包括串接的共栅放大级和级联的共源放大级，且所述共栅放大级和共栅放大链路为t形匹配网络连接。
32.在本技术的部分实施例中，所述共栅放大级包括第一mos管，所述第一mos管源极连接所述输入单元和接地的偏置电感、漏极连接所述共栅放大链路。
33.在本技术的部分实施例中，所述共栅放大级还包括正反馈结构，所述正反馈结构由所述偏置电感和t形匹配网络耦合形成。
34.在本技术的部分实施例中，所述级联的共源放大级包括相互级联且串联的第一放大器和第二放大器，所属第一放大器和第二放大器之间采用单端转差分变压器连接，所述第二放大器与所述带幅度相位补偿功能的四合一非对称功率合成变压器连接。
35.在本技术的部分实施例中，所述共源放大链路包括串接的共源放大级和级联的放大器，所述共源放大级包括第二mos管，所述第二mos管的栅极连接所述输入单元，漏极连接所述共源放大链路。
36.在本技术的部分实施例中，所述共源放大链路包括相互级联且串联的第三放大器和第四放大器，所述第四放大器与所述四合一非对称功率合成变压器连接。
37.如图3所示，展示了带有非对称功率合成补偿的噪声抵消低噪声放大器结构图。该低噪声放大器包括了一个共栅放大链路，共源放大链路以及一个四合一非对称功率合成变压器。信号从微波频段输入端输入，并被分进共栅放大链路和共源放大链路中并被分别放大，然后被四合一非对称功率合成变压器合成后从微波频段输出端输出。同时，晶体管m1的噪声被共源-共栅噪声抵消链路抵消，从而实现低的噪声系数。
38.在共栅放大链路中，共栅放大级提供了宽带阻抗匹配。在这里，为了提高电压增益，在mos管的源与漏之间引入了一个正反馈结构。为了提高链路增益，在共栅放大链路中引入级联的第一放大器a1和第二放大器a2。其中，第一放大器a1和共栅放大级采用低损耗t形匹配网络连接以降低无源损耗。第一放大器a1和第二放大器a2间采用变压器连接，第二放大器a2采用带有正反馈电容的差分共源放大电路来实现高增益。
39.在共源放大链路中，使用一个共源放大级来感应输入端的输入信号和晶体管m1产生的热噪声。同时，在共源放大链路中引入级联的第三放大器a3和第四放大器a4来提供和第一放大器a1，第二放大器a2相等的增益。
40.由于微波频段复杂的寄生参数影响，在实际电路中共栅放大链路和共源放大链路很难保证幅度与相位的平衡。因此，采用四合一非对称功率合成变压器来实现带有幅度相位补偿的功率合成。
41.该四合一非对称功率合成变压器分为耦合的初级电感线圈和次级线圈两部分。初级线圈可以被等效成四个串联的电感(四个电感两两相等，两个第一电感lp1和两个第二电感lp2)。次级为一个单圈结构的第三电感。共栅放大链路和共源放大链路的功率合成比例由第一电感lp1和第二电感lp2的比值所决定。调整该比值可以实现带有幅度与相位补偿的功率合成。
42.第二方面，本技术还提供一种接收机，包括上述的微波低噪声放大器，所述接收机还包括有源双平衡混频器和中频放大器，所述有源双平衡混频器和中频放大器依次串接在所述微波低噪声放大器的输出单元上。
43.如图4所示，展示了一种带有所述低噪声放大器的接收机架构图。该接收机由基于
非对称功率合成技术的微波频段噪声抵消低噪声放大器，有源双平衡混频器，中频放大器构成。基于非对称功率合成技术的微波频段噪声抵消低噪声放大器可以降低接收机的整体噪声系数，提高接收机的灵敏度。有源双平衡混频器用于将微波频段接收信号下变频至低频。有源混频器可以降低本振的功率需求，且降低混频器的变频损耗。同时，双平衡结构的混频器可以抑制本振泄露。在混频器后接一个中频放大器，补偿混频器的损耗的同时提高接收机的增益。
44.如图5和图6所示，接收机的设计方案示例，使用中芯国际40nm常规cmos工艺设计的接收机的转换增益以及噪声系数的仿真与测试结果对比如图5所示。接收机采用1.1v与1.6v供电，功耗仅50.7mw。接收机的工作频段覆盖63-86ghz，中频频率12ghz。测试得到的接收机最大转换增益为22.5db，3db带宽为63-86ghz。噪声系数最小为5.6db，且在63-86ghz范围内噪声系数小于7.5db。此外，测试得到的输入1db压缩点频响如图6(a)所示，输入1db压缩点在工作频段内为-26.6到-20.5dbm。图6(b)展示了在75ghz大信号输入下接收机的转换增益，可以看出此时的输入1db压缩点为-25dbm。
45.本技术的的接收机可以用于结合发射电路组成收发前端系统或者相控阵系统中。
46.在上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详述的部分，可以参见上文针对其他实施例的详细描述，此处不再赘述。
47.上文已对基本概念做了描述，显然，对于本领域技术人员来说，上述详细披露仅仅作为示例，而并不构成对本技术的限定。虽然此处并没有明确说明，本领域技术人员可能会对本技术进行各种修改、改进和修正。该类修改、改进和修正在本技术中被建议，所以该类修改、改进、修正仍属于本技术示范实施例的精神和范围。
48.同时，本技术使用了特定词语来描述本技术的实施例。如“一个实施例”、“一实施例”、和/或“一些实施例”意指与本技术至少一个实施例相关的某一特征、结构或特点。因此，应强调并注意的是，本说明书中在不同位置两次或多次提及的“一实施例”或“一个实施例”或“一个替代性实施例”并不一定是指同一实施例。此外，本技术的一个或多个实施例中的某些特征、结构或特点可以进行适当的组合。
49.同理，应当注意的是，为了简化本技术披露的表述，从而帮助对一个或多个发明实施例的理解，前文对本技术实施例的描述中，有时会将多种特征归并至一个实施例、附图或对其的描述中。但是，这种披露方法并不意味着本技术对象所需要的特征比权利要求中提及的特征多。实际上，实施例的特征要少于上述披露的单个实施例的全部特征。
50.一些实施例中使用了描述成分、属性数量的数字，应当理解的是，此类用于实施例描述的数字，在一些示例中使用了修饰词“大约”、“近似”或“大体上”来修饰。除非另外说明，“大约”、“近似”或“大体上”表明数字允许有
±
20％的变化。相应地，在一些实施例中，说明书和权利要求中使用的数值参数均为近似值，该近似值根据个别实施例所需特点可以发生改变。在一些实施例中，数值参数应考虑规定的有效数位并采用一般位数保留的方法。尽管本技术一些实施例中用于确认其范围广度的数值域和参数为近似值，在具体实施例中，此类数值的设定在可行范围内尽可能精确。
51.针对本技术引用的每个专利、专利申请、专利申请公开物和其他材料，如文章、书籍、说明书、出版物、文档等，特此将其全部内容并入本技术作为参考，但与本技术内容不一致或产生冲突的申请历史文件除外，对本技术权利要求最广范围有限制的文件(当前或之
后附加于本技术中的)也除外。需要说明的是，如果本技术附属材料中的描述、定义、和/或术语的使用与本技术内容有不一致或冲突的地方，以本技术的描述、定义和/或术语的使用为准。
52.以上对本技术实施例所提供的基于ssd的特征融合与深度可分离卷积相结合的一种目标检测方法、系统及装置进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。