以多种半导体技术实现的多级多尔蒂功率放大器的制作方法

1.本文中描述的主题的实施例大体上涉及多级功率放大器。


背景技术：

2.氮化镓(gan)功率晶体管越来越多地用于蜂窝式基站和其它系统的高功率放大器电路以提高效率和工作带宽。gan晶体管已证明为在与其硅基对应物中的一些相比时由于其相对高的功率密度和相对高的单位电流增益频率而提供较高放大器性能。功率密度较高允许给定电平输出功率的情况下管芯外围较小。当与硅装置相比时，这可产生更低的漏极-源极电容c
ds
和输出带宽更宽的更高输出阻抗。
3.但是，当与硅基晶体管相比时，gan晶体管还有若干缺点。例如，gan的电流成本明显高于硅的电流成本，从而使gan晶粒面积和集成非常珍贵。另外，gan晶体管压缩特性对数字预失真线性化电路构成挑战。gan晶体管倾向于具有相对慢的逐渐的振幅压缩，且传输相位在驱动期间呈现扩展。
4.更进一步，gan输入特性会显著地限制性能。更具体地说，gan输入阻抗在高q因数的情况下往往极低，且栅极-源极电容c
gs
在过驱动时显著地变化。在具有gan主放大器和gan峰值放大器的多尔蒂功率放大器中，取决于射频(rf)驱动电平和信号包络，gan峰值放大器在断开状态与接通状态之间转变。当发生这些转变时，输入阻抗呈现大的变化并会与先前50欧姆增益级很大程度上失配。这种失配可能产生相当大的反射和较差输入回程损耗(irl)。此外，输入上的所得受限带宽可能限制总体放大器带宽。gan晶体管的这些和其它特性使其在许多常规放大器拓扑中不可行或不适用。


技术实现要素：

5.根据本发明的第一方面，提供一种放大器，包括：
6.衬底，所述衬底具有安装表面；
7.第一功率晶体管管芯，所述第一功率晶体管管芯耦合到所述安装表面，其中所述第一功率晶体管管芯包括第一iii-v半导体衬底、第一射频(rf)信号输入端、第一rf信号输出端和第一晶体管，其中所述第一晶体管具有电耦合到所述第一rf信号输入端的第一控制端以及电耦合到所述第一rf信号输出端的第一载流端；
8.第二功率晶体管管芯，所述第二功率晶体管管芯耦合到所述安装表面，其中所述第二功率晶体管管芯包括第二iii-v半导体衬底、第二射频(rf)信号输入端、第二rf信号输出端和第二晶体管，其中所述第二晶体管具有电耦合到所述第一rf信号输入端的第二控制端以及电耦合到所述第一rf信号输出端的第二载流端；
9.第三管芯，所述第三管芯耦合到所述安装表面，所述第三管芯包括硅锗(sige)、砷化镓(gaas)和磷化铟(inp)中的至少一者、第三rf信号输入端、电连接到所述第一rf信号输入端的第三rf信号输出端、在所述第三rf信号输入端与所述第三rf信号输出端之间的第一放大路径、第四rf信号输入端、电连接到所述第二rf信号输入端的第四rf信号输出端，以及
在所述第四rf信号输入端与所述第四rf信号输出端之间的第二放大路径；以及
10.第一连接，所述第一连接电耦合在所述第二rf信号输出端与所述第一rf信号输入端之间。
11.根据一个或多个实施例，所述第一放大路径包括耦合在所述第三rf信号输入端与所述第三rf信号输出端之间的第一异质结双极晶体管(hbt)晶体管，并且所述第二放大路径包括耦合在所述第四rf信号输入端与所述第四rf信号输出端之间的第二hbt。
12.根据一个或多个实施例，所述第一放大路径包括耦合在所述第三rf信号输入端与所述第三rf信号输出端之间的第三hbt，并且所述第一hbt和所述第三hbt以共源共栅配置连接，并且所述第二放大路径包括耦合在所述第四rf信号输入端与所述第四rf信号输出端之间的第四hbt，并且所述第二hbt和所述第四hbt以共源共栅配置连接。
13.根据一个或多个实施例，所述第二放大路径包括第一可变电容，所述第一可变电容的第一端电连接到所述第四hbt的集电极端，并且所述第一可变电容的第二端电连接到所述第二hbt的基极端。
14.根据一个或多个实施例，所述第一放大路径包括第二可变电容，所述第二可变电容的第一端电连接到所述第三hbt的集电极端，并且所述第二可变电容的第二端电连接到所述第一hbt的基极端。
15.根据一个或多个实施例，所述第一放大路径在所述第三管芯中沿第一方向延伸并且所述第二放大路径在所述第三管芯中沿第二方向延伸，并且所述第一方向与所述第二方向旋转偏移90度。
16.根据一个或多个实施例，所述第一功率晶体管管芯是多尔蒂功率放大器的载波放大器管芯，并且所述第二功率晶体管管芯是多尔蒂功率放大器的峰值放大器管芯。
17.根据一个或多个实施例，所述第一iii-v半导体衬底包括氮化镓，并且所述第二iii-v半导体衬底包括氮化镓。
18.根据本发明的第二方面，提供一种放大器，包括：
19.第一射频(rf)输入端；
20.第一驱动放大器模块，所述第一驱动放大器模块包括电连接到所述第一rf输入端的第二rf输入端、第一rf输出端和第一驱动放大器，其中所述第一驱动放大器包括第一异质结双极晶体管(hbt)和第二hbt，并且所述第一hbt以共源共栅配置耦合到所述第二hbt；
21.以及
22.第一功率放大器模块，所述第一功率放大器模块包括电连接到所述第一rf输出端的第三rf输入端、第二rf输出端，以及耦合在所述第三rf输入端与所述第二rf输出端之间的第一功率晶体管。
23.根据一个或多个实施例，所述第一驱动放大器模块包括硅锗(sige)、砷化镓(gaas)和磷化铟(inp)中的至少一者。
24.根据一个或多个实施例，所述第一功率放大器模块包括iii-v半导体材料。
25.根据一个或多个实施例，放大器另外包括：
26.第四rf输入端；
27.第二驱动放大器模块，所述第二驱动放大器模块包括电连接到所述第四rf输入端的第五rf输入端、第三rf输出端和第二驱动放大器，其中所述第二驱动放大器包括第三hbt
和第四hbt，并且所述第三hbt以共源共栅配置耦合到所述第四hbt；以及
28.第二功率放大器模块，所述第二功率放大器模块包括电连接到所述第三rf输出端的第六rf输入端、第四rf输出端，以及耦合在所述第六rf输入端与所述第四rf输出端之间的第二功率晶体管，其中所述第四rf输出端通过阻抗反转元件电连接到所述第二rf输出端。
29.根据一个或多个实施例，所述第一驱动放大器模块和所述第二驱动放大器模块位于同一集成电路管芯中。
30.根据一个或多个实施例，所述第一驱动放大器模块与所述第二驱动放大器模块旋转偏移90度。
31.根据本发明的第三方面，提供一种装置，包括：
32.集成电路(ic)管芯，其中所述ic管芯包括硅锗(sige)衬底、第一rf信号输入端、第一rf信号输出端、在所述第一rf信号输入端与所述第一rf信号输出端之间的第一放大路径、第二rf信号输入端、第二rf信号输出端，以及在所述第二rf信号输入端与所述第二rf信号输出端之间的第二放大路径；
33.第一功率晶体管管芯，所述第一功率晶体管管芯包括电连接到所述第一rf信号输出端的第一输入端；以及
34.第二功率晶体管管芯，所述第二功率晶体管管芯包括电连接到所述第二rf信号输出端的第二输入端。
35.根据一个或多个实施例，所述第一放大路径包括耦合在所述第一rf信号输入端与所述第一rf信号输出端之间的第一异质结双极晶体管(hbt)晶体管，并且所述第二放大路径包括耦合在所述第二rf信号输入端与所述第二rf信号输出端之间的第二异质结双极晶体管(hbt)。
36.根据一个或多个实施例，所述第一放大路径包括耦合在所述第一rf信号输入端与所述第一rf信号输出端之间的第三hbt，并且所述第一hbt和所述第三hbt以共源共栅配置连接，并且所述第二放大路径包括耦合在所述第二rf信号输入端与所述第二rf信号输出端之间的第四hbt，并且所述第二hbt和所述第四hbt以共源共栅配置连接。
37.根据一个或多个实施例，所述第二放大路径包括第一可变电容，所述第一可变电容的第一端电连接到所述第四hbt的集电极端，并且所述第一可变电容的第二端电连接到所述第二hbt的基极端。
38.根据一个或多个实施例，所述第一放大路径包括第二可变电容，所述第二可变电容的第一端电连接到所述第三hbt的集电极端，并且所述第二可变电容的第二端电连接到所述第一hbt的基极端。
39.根据一个或多个实施例，所述第一放大路径在所述ic管芯中沿第一方向延伸并且所述第二放大路径在所述ic管芯中沿第二方向延伸，并且所述第一方向与所述第二方向旋转偏移90度。
附图说明
40.结合以下附图考虑时，通过参考具体实施方式和权利要求书得到主题的更完整理解，其中遍及各图的类似附图标记指代相似元件。
41.图1是根据示例实施例的多尔蒂放大器的示意图。
42.图2a是描绘根据示例实施例的多尔蒂放大器的实施例的电路图。
43.图2b是示出包括设置为不同电容值的可变反馈电容的驱动放大器的增益曲线的图表。
44.图3a是根据示例实施例的可并入驱动放大器中的可变电容器网络的示意图，在所述可变电容器网络中，多个电容器彼此串联耦合。
45.图3b是根据示例实施例的可并入驱动放大器中的可变电容器网络的示意图，在所述可变电容器网络中，多个电容器彼此并联耦合。
46.图4是包括第一和第二驱动级放大器的sige驱动级ic管芯布局的俯视图，其中第一驱动级放大器可以形成多尔蒂放大器中载波路径的部分，并且第二驱动级放大器可以形成多尔蒂放大器中峰值路径的部分。
47.图5是根据示例实施例的包括具有主放大路径和峰值放大路径的多尔蒂功率放大器的射频(rf)放大器装置的例子的俯视图。
具体实施方式
48.本发明主题的各种实施例包括具有驱动级集成电路(ic)管芯的多级放大器，所述驱动级ic管芯包括使用硅锗(sige)或iii-v半导体材料(例如，gan、砷化镓(gaas)、磷化镓(gap)、磷化铟(inp)、锑化铟(insb))最终级ic管芯实现的异质结双极晶体管(hbt)。放大器的最终级放大器也可以使用iii-v材料实现。多级放大器的更具体实施例包括以级联放大器布置电耦合到gan最终级ic管芯的sige驱动级ic管芯。sige驱动级ic管芯用作gan最终级ic管芯的预匹配阻抗调节器和增益增强器。
49.多尔蒂放大器是无线通信系统中常用的放大器。多尔蒂放大器包括单独的放大路径，通常是载波路径和峰值路径。在工作期间，在低输入功率电平下，载波放大路径是导通的，而峰值路径是不导通的。当输入信号的幅度增加超过阈值时，峰值路径将导通。此时，峰值放大路径的工作会影响放大器载波路径观察到的负载。视在负载的这种变化会降低放大器载波路径的效率以及放大器的整体效率。
50.因此，当到多尔蒂放大器的输入信号的功率电平增加超过阈值时，多尔蒂放大器的整体效率和线性度可能受峰值放大器开始导通的方式影响。通常，期望峰值放大器对于低于所述阈值的信号电平保持在断开状态且不导通，而对于处于或高于所述阈值的信号电平突然接通。
51.即使如此，在现实世界中的多尔蒂放大器装置中，在确定装置的峰值放大器的接通特性时要考虑一些权衡。具体地说，如果峰值放大器被配置成在输入信号的功率电平已达到或超过阈值的点处突然接通，则多尔蒂放大器将更有效地运行，但是以牺牲放大器的线性度为代价。如果希望保持多尔蒂放大器的线性度，则峰值放大器通常被配置成在载波放大器的完整8分贝(db)峰均比(par)范围内工作。尽管这实现整体更具线性的放大器性能，但这种改进通常是以放大器的较低效率为代价，这是因为峰值功率放大器进入工作状态的必要偏置导致了放大器内的直流损耗。
52.在本发明多尔蒂放大器设计中，专用驱动级被配置成呈现非线性增益属性，以实现多尔蒂放大器的更具线性的工作，同时实现回退功率电平下的效率。具体地说，放大器驱
动级包括使用异质结双极晶体管(hbt)装置实现的非线性增益核心。晶体管以共源共栅配置布置，并且被配置成具有可变增益扩展。通过调整或修改跨共源共栅放大器的集电极端(公共基极级)和基极端(公共发射极级)耦合的反馈电容来控制驱动级放大器的增益属性。
53.具体地说，专用驱动级放大器被配置成呈现增益扩展。这种增益扩展允许放大器峰值功率放大器突然接通，这可能使得放大器效率提高，同时也可能使得放大器amam线性度得到改善。
54.当与常规装置比较时，利用本文所描述的各种实施例的放大器装置可以呈现相对平坦的增益和相位响应(am/am和am/pm响应)。因此，在传输链中的放大器实施例之前实施的数字预失真(dpd)电路复杂度和/或成本可更低。基本上，当与常规单级和其它两级放大器比较时，本文中论述的复合放大器实施例可具有改进的增益、更广的带宽和改进的向上驱动特性。
55.在实施例中，用于多尔蒂放大器的载波路径和峰值路径的驱动放大器级都可在同一ic管芯(例如，使用sige材料制造的管芯)中实现，从而能够减小整体多尔蒂放大器封装大小和复杂性。任选地，利用此类ic管芯，载波驱动级放大器和峰值驱动级放大器可以在管芯内彼此旋转偏移，以通过含有载波驱动级放大器和峰值驱动级放大器的ic管芯在载波放大路径与峰值放大路径之间提供增加的电隔离。在实施例中，载波驱动级放大器和峰值驱动级放大器可在ic管芯内彼此旋转偏移约90度，以提供所需的隔离并最小化通过载波驱动级放大器的载波路径与通过峰值驱动级放大器的峰值路径之间的电磁耦合。在其它实施例中，载波驱动级放大器与峰值驱动级放大器可以在单独的ic管芯中实现。
56.以下详细描述本质上仅为说明性的，且并不意指限制主题的实施例或此类实施例的应用和使用。如本文中所使用，词语“示例性”和“例子”意味着“充当例子、实例或说明”。本文中描述为示例性或例子的任何实施方案未必应被解释为比其它实施方案优选或有利。此外，并不意指受到前述技术领域、背景技术或下面的具体实施方式中存在的任何明确或暗示的理论束缚。
57.如本文所使用，术语“晶体管”可指场效应晶体管(fet)、双极结晶体管(bjt)或另一类型的晶体管。例如，“fet”可以是金属氧化物半导体fet(mosfet)、横向扩散mosfet(ldmos fet)、增强型或耗尽型高电子迁移率晶体管(hemt)或另一类型的fet。“bjt”晶体管可以是异质结双极晶体管(hbt)。下文的描述将晶体管提及为包括控制端和两个导电端。例如，使用与fet相关联的术语，“控制端”是指晶体管的栅极端，并且第一导电端和第二导电端是指晶体管的漏极端和源极端(反之亦然)。例如，使用与bjt相关联的术语，“控制端”是指晶体管的基极端，并且第一导电端和第二导电端是指晶体管的集电极端和发射极端(反之亦然)。
58.术语“集成电路管芯”和“ic管芯”指一个或多个电路组件(例如，晶体管、无源装置等)在其内集成和/或直接物理连接的单一独特管芯。术语“sige
…
ic管芯”(例如，在“sige驱动级ic管芯”中)指包括一个或多个sige晶体管的集成电路管芯。例如，“sige
…
ic管芯”是包括形成于sige衬底、绝缘体上sige衬底或另一合适的基于sige的衬底中和/或上的一个或多个sige hbt的管芯。“sige功率晶体管”或“sige晶体管”指主要导电通道主要由sige半导体材料形成的晶体管。术语“gan
…
ic管芯”(例如，在“gan最终级ic管芯”中)指包括gan功率晶体管的集成电路管芯。例如，“gan
…
ic管芯”是包括形成于gan衬底、硅上gan衬底、碳
化硅(sic)上gan衬底、氮化铝(aln)上gan衬底、蓝宝石上gan衬底、金刚石上gan衬底或另一合适的基于gan的异质外延和衬底布置中和/或上的gan功率晶体管的管芯。“gan功率晶体管”或“gan晶体管”指主要导电通道主要由gan半导体材料形成的晶体管。
59.图1是根据示例实施例的多尔蒂放大器100的示意图。如图1中的框110所指示，多尔蒂放大器100的一些或所有组件可在单个装置封装或模块中实现。在实施例中，多尔蒂放大器100包括rf输入节点112、rf输出节点114、功率分配器120、载波放大器路径130、峰值放大器路径150、相位延迟和阻抗反转元件172，以及组合节点180。
60.当被并入到更大rf系统中时，rf输入节点112被耦合到rf信号源(未示出)，且rf输出节点114被耦合到负载190(例如，天线或其它负载)。rf信号源提供输入rf信号，所述输入rf信号是模拟信号，包括通常围绕一个或多个载波频率(f0)为中心的光谱能量。基本上，多尔蒂放大器100被配置成放大输入rf信号，并且在rf输出节点114处产生放大的rf信号。
61.在实施例中，功率分配器120具有一个输入122和两个输出124、126。功率分配器输入122耦合到rf输入节点112以接收输入rf信号。功率分配器120被配置成将在输入122处接收的rf输入信号划分成第一rf信号和第二rf信号(或载波信号和峰值信号)，所述信号通过输出124、126提供给载波放大器路径130和峰值放大器路径150。根据实施例，功率分配器120可以包括相移元件，所述相移元件被配置成对峰值信号施加第一相移(例如，大约90度相移)，然后将相移峰值信号提供给输出126。因此，在输出124和126处，载波信号和峰值信号可以彼此异相约90度。
62.当多尔蒂放大器100具有对称配置(即，载波放大器功率晶体管和峰值放大器功率晶体管的大小基本上相同的配置)时，功率分配器120可将在输入122处接收的输入rf信号划分或分离成两个信号，在一些实施例中，所述两个信号极为相似，具有相等功率。相反地，当多尔蒂放大器100具有不对称配置(即，放大器功率晶体管中的一个(通常是峰值放大器晶体管)明显更大的配置)时，功率分配器120可输出具有不等功率的信号。
63.在一些实施例中，功率分配器120可用具有固定值的无源组件实现。在其它实施例中，功率分配器120可用一个或多个可控可变衰减器和/或可变移相器实现，这使功率分配器120能够基于外部提供的控制信号来使载波信号和峰值信号衰减和/或相移。
64.功率分配器120的输出124、126分别连接到载波放大器路径130和峰值放大器路径150。
65.载波放大器路径130被配置成放大来自功率分配器120的载波信号，并将放大的载波信号提供给功率组合节点180。类似地，峰值放大器路径150被配置成放大来自功率分配器120的峰值信号，并将放大的峰值信号提供给功率组合节点180，其中路径130、150被设计成使得放大的载波信号和峰值信号在功率组合节点180处彼此同相到达。
66.根据实施例，载波放大器路径130包括输入电路170(例如，包括阻抗匹配电路)、载波放大器管芯132以及相移和阻抗反转元件172。
67.在各种实施例中，载波放大器132包括rf输入端134、rf输出端138以及耦合在输入端134与输出端138之间的一个或多个放大级。rf输入端134通过输入电路170耦合到功率分配器120的第一输出124，且因此rf输入端134接收由功率分配器120产生的载波信号。
68.载波放大器132是两级装置，并且包括驱动级放大器133和主级放大器135。载波放大器132的每个放大级包括功率晶体管。更具体地说，每个功率晶体管包括控制端(例如栅
极端或基极端)以及第一载流端和第二载流端(例如漏极端和源极端或集电极端和发射极端)。
69.驱动级放大器133可以以相对较低的增益工作，而主级放大器135可以具有相对较高的增益。在此类实施例中，驱动级放大器133的控制端可以电连接到rf输入端134，驱动级放大器133的载流端之一可以电连接到主级放大器135的控制端，并且驱动级放大器133的另一载流端可以电连接到接地基准(或另一电压基准)。主级放大器135的载流端之一可以电连接到rf输出端138，并且主级放大器135的另一载流端可以电连接到地基准(或另一电压基准)。
70.除了功率晶体管之外，载波放大器132还可以包括输入和输出阻抗匹配网络、级间阻抗匹配电路和偏置电路，这些在图1中未示出。
71.在实施例中，驱动放大器级133和最终放大器级135可以在集成到封装110中的单独ic管芯中实现。具体地说，驱动放大器级133可以使用形成于sige ic管芯中的hbt晶体管来实现，而最终放大器级135可以使用形成于具有例如gan等iii-v半导体衬底的ic管芯中的功率晶体管来实现。在这种情况下，由于sige驱动放大器级ic管芯包括有源装置(即，驱动放大器级133的晶体管)和与输入和级间阻抗匹配电路相关联的多个集成无源组件，因此sige驱动放大器级ic管芯可替代地被视为“集成有源装置”(iad)。
72.在此类布置中，包括驱动放大器级133的sige管芯可以通过连接(例如，引线键合阵列或其它dc耦合的导电连接)电耦合到包括最终放大器级135的gan管芯的输入。这种连接表示驱动放大器级133与最终放大器级135之间的级间匹配电路的非集成部分。在其它实施例中，可以实现其它类型的dc耦合连接。例如，在替代实施例中，含有驱动放大器级133和最终放大器级135的ic管芯可以是倒装芯片管芯，或者可以被配置或封装成使得dc偏置和rf信号可通过管芯所耦合到的衬底传送，而不是通过引线键合或与衬底不同的其它电连接传送。
73.在工作期间，接收到的载波路径rf信号通过输入阻抗匹配电路170传送，所述输入阻抗匹配电路170被配置成将载波放大器132的阻抗提高到更高的阻抗电平(例如，50欧姆或另一阻抗电平)，以增强增益平坦度和跨频带的功率传输。随后通过驱动级放大器133(即，驱动级放大器133的sige晶体管)以第一增益电平放大所得rf信号，以预放大rf信号。例如，驱动级放大器133可以将约15分贝(db)至约25db范围内(例如，在一些实施例中，约20db)的增益应用于rf信号，但驱动级放大器133应用的增益也可以更低或更高。在驱动级放大器133的输出处产生的放大的rf信号随后被传送到实现主级放大器135的gan ic管芯。级间阻抗匹配网络(未示出)将驱动级放大器133的输出阻抗与主级放大器135的输入阻抗匹配，以增强增益平坦度和跨频带的功率传输。
74.通过对rf信号施加约10db至约15db范围内(例如，在一些实施例中约14db)的增益来放大在主级放大器135处接收的预放大的rf信号，从而通过载波放大器132产生约25db至约40db范围内(例如，在一些实施例中约35db)的总增益，但主级放大器135施加的增益和/或总装置增益也可以更低或更高。在载波放大器132的输出138处产生放大的rf信号。
75.在实施例中，载波放大器132的rf输出端138通过相移和阻抗反转元件172耦合到功率组合节点180。根据实施例，阻抗反转元件是拉姆达/4(λ/4)传输线相移元件(例如，微带线)，其在通过载波放大器132将载波信号放大之后将约90度相对相移施加到所述载波信
号。阻抗反转元件172的第一端耦合到载波放大器132的rf输出端138，并且相移元件172的第二端耦合到功率组合节点180。
76.现在参考峰值放大器路径150，在实施例中，所述峰值放大器路径150包括峰值放大器152和输入电路174(例如包括阻抗匹配电路)。在各种实施例中，峰值放大器管芯152包括rf输入端154、rf输出端158以及耦合在输入端154与输出端158之间的一个或多个放大级。rf输入端154耦合到功率分配器120的第二输出126，且因此rf输入端154接收由功率分配器120产生的峰值信号。
77.正如载波放大器132，峰值放大器152是两级装置，并且包括驱动级放大器153和主级放大器155。驱动级放大器153可以以相对较低的增益工作，而主级放大器155可以具有相对较高的增益。在此类实施例中，驱动级放大器153的控制端可以电连接到rf输入端154，驱动级放大器153的载流端之一可以电连接到主级放大器155的控制端，并且驱动级放大器153的另一载流端可以电连接到接地基准(或另一电压基准)。主级放大器155的载流端之一可以电连接到rf输出端158，并且主级放大器155的另一载流端可以电连接到接地基准(或另一电压基准)。
78.除了功率晶体管之外，峰值放大器152还可以包括输入和输出阻抗匹配网络、级间阻抗匹配电路和偏置电路，这些在图1中未示出。
79.在实施例中，峰值放大器级153和最终放大器级155可以在集成到封装110中的单独ic管芯中实现。具体地说，驱动放大器级153可以使用形成于sige ic管芯中的hbt晶体管来实现，而最终放大器级155可以使用形成于gan ic管芯中的晶体管来实现。在这种情况下，由于sige驱动放大器级ic管芯包括有源装置(即，驱动放大器级153的晶体管)和与输入和级间阻抗匹配电路相关联的多个集成无源组件，因此sige驱动放大器级ic管芯可替代地被视为“集成有源装置”(iad)。
80.在此类布置中，包括驱动放大器级153的sige管芯可以通过连接(例如，引线键合阵列或其它dc耦合的导电连接)电耦合到包括最终放大器级155的gan管芯的输入。这种连接表示驱动放大器级153与最终放大器级155之间的级间匹配电路的非集成部分。在其它实施例中，可以实现其它类型的dc耦合连接。例如，在替代实施例中，含有驱动放大器级153和最终放大器级155的ic管芯可以是倒装芯片管芯，或者可以被配置或封装成使得dc偏置和rf信号可通过管芯所耦合到的衬底传送，而不是通过引线键合或与衬底不同的其它电连接传送。
81.在工作期间，接收到的峰值路径rf信号通过输入阻抗匹配电路174传送，所述输入阻抗匹配电路174被配置成将峰值放大器152的阻抗提高到更高的阻抗电平(例如，50欧姆或另一阻抗电平)，以增强增益平坦度和跨频带的功率传输。随后通过驱动级放大器153(即，驱动级放大器153的sige晶体管)以第一增益电平放大所得rf信号，以预放大rf信号。例如，驱动级放大器153可以将约15分贝(db)至约25db范围内(例如，在一些实施例中，约20db)的增益应用于rf信号，但驱动级放大器153应用的增益也可以更低或更高。在驱动级放大器153的输出处产生的放大的rf信号随后被传送到实现主级放大器155的gan ic管芯。级间阻抗匹配网络(未示出)将驱动级放大器153的输出阻抗与主级放大器155的输入阻抗匹配，以增强增益平坦度和跨频带的功率传输。
82.通过对rf信号施加约10db至约15db范围内(例如，在一些实施例中约14db)的增益
来放大在主级放大器155处接收的预放大的rf信号，从而通过峰值放大器152产生约25db至约40db范围内(例如，在一些实施例中约35db)的总增益，但主级放大器155施加的增益和/或总装置增益也可以更低或更高。在峰值放大器152的输出158处产生放大的rf信号。
83.峰值放大器152的rf输出端158耦合到功率组合节点180。根据实施例，用公共元件实现峰值放大器152的rf输出端158和组合节点180。
84.放大的载波rf信号和峰值rf信号在组合节点180处同相组合。组合节点180电耦合到rf输出节点114，以向rf输出节点114提供放大和组合的rf输出信号。在实施例中，组合节点180与rf输出节点114之间的输出阻抗匹配网络184用于向载波放大器132和峰值放大器152中的每一个呈现适当的负载阻抗。在输出负载190(例如，天线)所连接到的rf输出节点114处产生所得的放大的rf输出信号。
85.放大器100被配置成使得载波放大器路径130为相对低电平的输入信号提供放大，并且两个放大路径130、150组合工作从而为相对高电平的输入信号提供放大。如本文所描述，驱动放大器153和133均使用被配置成呈现增益扩展特性的sige晶体管来实现。这些增益特性被配置成使分别在主级放大器135和155内实现的功率放大器的非线性增益特性偏移和线性化。另外且如本文所描述，驱动放大器133和153的增益扩展特性均可以通过改变驱动放大器133和153中的每一个内实现的可变反馈电容的值来调整。因此，对于其中放大器100的主放大器135和155具有特定输入阻抗和增益特性的给定放大器100设计，可以调整驱动放大器133和153的增益扩展特性，以提高整个放大器100的效率和线性度。
86.图2a是描绘多尔蒂放大器200(例如，放大器100，图1)的实施例的电路图。在实施例中，多尔蒂放大器200包括rf输入节点212、rf输出节点214、功率分配器220、载波放大器路径230、峰值放大器路径250、相位延迟和阻抗反转元件272以及组合节点280。
87.rf输入节点212被配置成耦合到rf信号源(未示出)，且rf输出节点214被配置成耦合到负载290(例如，天线或其它负载)。rf信号源提供输入rf信号，所述输入rf信号是模拟信号，包括通常围绕一个或多个载波频率为中心的光谱能量。基本上，多尔蒂放大器200被配置成放大输入rf信号，并且在rf输出节点214处产生放大的rf信号。
88.在实施例中，功率分配器220具有一个输入222和两个输出224、226。功率分配器输入222耦合到rf输入节点212以接收输入rf信号。功率分配器220被配置成将在输入222处接收的rf输入信号划分成第一rf信号和第二rf信号(或载波信号和峰值信号)，所述信号通过输出224、226提供给载波放大器路径230和峰值放大器路径250。根据实施例，功率分配器220可以包括相移元件，所述相移元件被配置成对峰值信号施加第一相移(例如，大约90度相移)，然后将所述峰值信号提供给输出226。因此，在输出224和226处，载波信号和峰值信号可以彼此异相约90度。
89.在一些实施例中，功率分配器220可用具有固定值的无源组件实现。在其它实施例中，功率分配器220可用一个或多个可控可变衰减器和/或可变移相器实现，这使功率分配器220能够基于外部提供的控制信号来使载波信号和峰值信号衰减和/或相移。功率分配器220的输出224、226分别连接到载波放大器路径230和峰值放大器路径250。
90.载波放大器路径230被配置成放大来自功率分配器220的输出224的载波信号，并将放大的载波信号提供给功率组合节点280。类似地，峰值放大器路径250被配置成放大从功率分配器220的输出226接收的峰值信号，并将放大的峰值信号提供给功率组合节点280，
其中路径230、250被设计成使得放大的载波信号和峰值信号在功率组合节点280处彼此同相到达。
91.根据实施例，载波放大器路径230根据实施例包括具有sige驱动放大器级和gan最终放大器级的两级放大器。载波放大路径230包括作为sige驱动级ic管芯231的驱动放大器级模块和作为gan最终放大器级ic管芯237的功率放大器模块(但可以使用例如gaas或inp等其它材料实现ic管芯231，并且可以在其它iii-v半导体衬底中实现ic管芯237)，它们在功率分配器220的输出端224与rf组合节点280之间电耦合在一起。各自包括无源和/或有源电气组件的布置的多个电路可以集成在sige驱动级ic管芯231和gan最终级ic管芯237内。
92.更具体地说，sige驱动级ic管芯231可以包括集成在sige ic管芯内的多个电路。在实施例中，管芯231的集成电路在实施例中包括输入端240、输出端241、第一dc阻断/ac去耦电容器242、第二dc阻断/ac去耦电容器243、级间阻抗匹配电路247、功率晶体管244、245、偏置电压控制电路246以及谐波控制电路248的集成部分。根据实施例，可变电容249连接在晶体管245的集电极端267与晶体管244的基极端260之间。
93.晶体管244和245以共源共栅布置连接在一起，以形成载波路径230的驱动放大器205(例如，驱动放大器级133)。在图2a所示的配置中，晶体管244以公共发射极配置连接，而晶体管245以公共基极配置连接。从输入端240接收的输入信号被供应到晶体管244的基极端260。晶体管244的发射极端261连接到接地基准端。晶体管244的集电极端262连接到晶体管245的发射极端263。晶体管245的基极端264耦合到偏置电压节点265。dc滤波电容器266耦合在晶体管245的基极端264与接地基准端之间。晶体管245的集电极端267表示驱动放大器的输出节点，并且通过电容器243连接到sige ic管芯231的输出端241。
94.在此配置中，晶体管244和245以共源共栅配置连接在一起。由晶体管244和245的互连形成的共源共栅放大器呈现增益扩展，其在某种程度上偏移了载波主级放大器293的非线性增益特性，使得载波放大路径230能够进行更具线性的工作。另外，对于载波主放大器293结合输出阻抗匹配网络向驱动放大器sige驱动级ic管芯231提供特定阻抗的应用，可调整可变电容器249以优化驱动级ic管芯231的放大器的增益扩展特性，从而提高载波放大器路径230的线性度和效率。
95.可变电容249使得呈现给共源共栅放大器的反馈能够被调整，从而控制用sige芯片231实现的驱动放大器级的增益扩展。可变电容器249的电容值可由被配置成向可变电容器249提供控制输入以设置其电容值的系统控制器(例如，处理器或控制电路，未示出)控制。在各种实施例中，可变电容器249基于控制输入可被配置成进入几个不同配置中的一个，其中每个配置与不同的电容值相关联。
96.dc阻断/ac去耦电容器242具有电耦合到输入端240的第一端，以及电耦合到晶体管244的基极端260的第二端。dc阻断/ac去耦电容器242可以提供一些阻抗变换，但主要功能是阻断来自输入端240的驱动级栅极偏置电压246。在此配置中，偏置电流(由提供给栅极偏置电压246的值vref控制)可用于控制驱动放大器205的小信号增益，从而将驱动放大器205的小信号增益和扩展增益曲线去耦。
97.级间阻抗匹配电路247的集成部分电耦合在晶体管245的集电极端267与输出端241之间的节点处。级间阻抗匹配电路的集成部分包括耦合在晶体管245的vcc节点和集电极端267与dc阻断/ac去耦电容器243之间的电感器268。阻断电容器269连接在电感器268与
接地基准端之间。
98.dc阻断/ac去耦电容器243可以提供一些阻抗变换，但主要功能是阻断集电极偏置电压vcc与用于gan最终级ic管芯237的功率晶体管的栅极偏置电压。
99.sige驱动级ic管芯231还可以包括谐波控制电路248的集成部分。谐波控制电路248包括在晶体管245的集电极端267与接地基准端之间与电容器271串联耦合的电感器270。谐波控制电路248针对晶体管245的集电极端267处的放大器205产生的二阶谐波信号提供到接地节点的低阻抗路径。因此，谐波控制电路248可用于改进驱动放大器205的线性特性(ampm)。
100.sige驱动级ic管芯231电耦合到gan最终级ic管芯237。在实施例中，sige ic管芯231通过sige ic管芯231的输出端241与gan ic管芯237的输入端292之间的连接291电耦合到gan ic管芯237。例如，连接291可以包括例如引线键合阵列等电感连接，或者可以包括另一种类型的dc耦合连接(例如，包括微带线、印刷线圈、并联耦合电阻器/电容器电路等)。
101.功率晶体管293是gan最终级ic管芯237的主要放大组件。在实施例中，功率晶体管293包括具有栅极端294、漏极端和源极端的fet。输入端292耦合到gan晶体管293的栅极端294。gan晶体管293的漏极端294耦合到输出端297，并且gan晶体管293的源极端电耦合到接地节点。输出端297通过阻抗反转元件272电耦合到组合节点280。在实施例中，gan晶体管293的栅极端294可以耦合到谐波终止电路(未示出)，所述谐波终止电路被配置成在栅极端294处终止二阶谐波信号(即，具有gan晶体管293的中心工作频率f0的二次谐波2f0能量的信号)。这种谐波终止电路可以并入驱动级ic管芯231中，在这种情况下，电互连(例如，引线键合阵列或导电迹线)可以通过驱动级ic管芯231上的端将gan晶体管293的栅极端294电连接到谐波终止电路。
102.根据实施例，峰值放大器路径250包括具有sige驱动放大器级和gan最终放大器级的两级放大器。峰值放大路径250包括作为sige驱动级ic管芯251的驱动放大器级模块和作为gan最终放大器级ic管芯257的功率放大器模块(但可以使用例如gaas或inp等其它材料实现ic管芯251，并且可以在其它iii-v半导体衬底中实现ic管芯257)，它们在功率分配器220的输出端226与rf组合节点280之间电耦合在一起。各自包括无源和/或有源电气组件的布置的多个电路集成在sige驱动级ic管芯251和gan最终级ic管芯257内。
103.更具体地说，sige驱动级ic管芯251包括集成在sige ic管芯内的多个电路。在实施例中，管芯251的集成电路在实施例中包括输入端340、输出端341、第一dc阻断/ac去耦电容器342、第二dc阻断/ac去耦电容器343、级间阻抗匹配电路347、功率晶体管344、345、偏置电压控制电路346以及谐波控制电路348的集成部分。根据实施例，可变电容349连接在晶体管345的集电极端367与晶体管344的基极端360之间。
104.晶体管344和345以共源共栅布置连接在一起，以形成峰值路径250的驱动放大器305(例如，驱动放大器级153)。在图2a所示的配置中，晶体管344以公共发射极配置连接，而晶体管345以公共基极配置连接。从输入端340接收的输入信号被供应到晶体管344的基极端360。晶体管344的发射极端361连接到接地基准端。晶体管344的集电极端362连接到晶体管345的发射极端363。晶体管345的基极端364耦合到偏置电压节点365。dc滤波电容器366耦合在晶体管345的基极端364与接地基准端之间。晶体管345的集电极端367表示驱动放大器的输出节点，并且通过电容器343连接到sige ic管芯251的输出端341。
105.在此配置中，晶体管344和345以共源共栅配置连接在一起。由晶体管344和345的互连形成的共源共栅放大器呈现增益扩展，其可被配置成实现峰值放大路径250(具体地说，峰值主级放大器393)的优化开启特性从而实现在回退时提高多尔蒂放大器200的效率，并控制多尔蒂放大器200的增益拐点。另外，对于峰值主放大器393结合输出阻抗匹配网络向驱动放大器sige驱动级ic管芯251呈现特定阻抗的应用，可调整可变电容器349以优化驱动级ic管芯251的放大器的增益扩展特性，从而提高整个多尔蒂放大器200的线性度和效率。
106.可变电容349使得呈现给共源共栅放大器的反馈能够被调整，从而控制增益偏移并调整整体峰值放大路径250的增益斜率。可变电容器349的电容值可由被配置成向可变电容器349提供控制输入以设置其值的系统控制器(例如，处理器或控制电路，未示出)控制。在各种实施例中，可变电容器349基于控制输入可被配置成进入几个不同配置中的一个，其中每个配置与不同的电容值相关联。
107.dc阻断/ac去耦电容器342具有电耦合到输入端340的第一端，以及电耦合到晶体管344的基极端360的第二端。dc阻断/ac去耦电容器342可以提供一些阻抗变换，但主要功能是阻断来自输入端340的驱动级栅极偏置电压346。在此配置中，偏置电流(由提供给栅极偏置电压346的值vref控制)可用于控制驱动放大器305的小信号增益，从而将驱动放大器305的小信号增益和扩展增益曲线去耦。
108.级间阻抗匹配电路347的集成部分电耦合在晶体管345的集电极端367与输出端341之间。级间阻抗匹配电路的集成部分包括耦合在晶体管345的vcc节点和集电极端367与dc阻断/ac去耦电容器343之间的电感器368。阻断电容器369连接在电感器368与接地基准端之间。
109.dc阻断/ac去耦电容器343可以提供一些阻抗变换，但主要功能是阻断集电极偏置电压vcc与用于gan最终级ic管芯257的功率晶体管的栅极偏置电压。
110.sige驱动级ic管芯251还可以包括谐波控制电路348的集成部分。谐波控制电路348包括在晶体管345的集电极端367与接地基准端之间与电容器371串联耦合的电感器370。谐波控制电路348针对晶体管345的集电极端367处的放大器305产生的二阶谐波信号提供到接地节点的低阻抗路径。因此，谐波控制电路348可用于改进驱动放大器305的线性特性(ampm)。
111.sige驱动级ic管芯251电耦合到gan最终级ic管芯257。在实施例中，sige ic管芯251通过sige ic管芯251的输出端341与gan ic管芯257的输入端392之间的连接391电耦合到gan ic管芯257。例如，连接391可以包括例如引线键合阵列等电感连接，或者可以包括另一种类型的dc耦合连接(例如，包括微带线、印刷线圈、并联耦合电阻器/电容器电路等)。
112.gan晶体管393是gan最终级ic管芯257的主要放大组件。在实施例中，功率晶体管393包括具有栅极端394、漏极端和源极端的fet。输入端392耦合到gan晶体管393的栅极端394。在实施例中，gan晶体管393的栅极端394可以耦合到谐波终止电路(未示出)，所述谐波终止电路被配置成在栅极端394处终止二阶谐波信号(即，具有gan晶体管393的中心工作频率f0的二次谐波2f0能量的信号)。这种谐波终止电路可以并入驱动级ic管芯251中，在这种情况下，电互连(例如，引线键合阵列或导电迹线)可以通过驱动级ic管芯251上的端将gan晶体管393的栅极端394电连接到谐波终止电路。
113.gan晶体管393的漏极端耦合到输出端397，并且gan晶体管393的源极端电耦合到接地节点。输出端397电耦合到组合节点280。
114.组合节点280耦合到rf输出节点214，所述rf输出节点214又可以连接到负载290。
115.如本文所讨论的，可以调整可变电容器249和349的电容值以分别控制sige驱动级ic管芯231和251的驱动放大器205、305的增益扩展特性。为了说明，图2b示出了可变反馈电容被设置为不同电容值的驱动放大器(例如，ic管芯231的驱动放大器205)的示例增益曲线。如图2b所示，初始曲线281示出具有标称电容值的sige hbt共源共栅驱动放大器205的增益扩展特性。标称电容值可以表示以合理的效率产生合理的整体放大器线性度的反馈电容器的典型电容值。给定sige和gan技术(以及可能的层压)的标称工艺拐点，标称电容值可以基于放大器行为。在各种实施方案中，可变电容器249和349的电容值的最大和最小范围可以从驱动级ic管芯231、251、最终级放大器芯片237、257、多尔蒂放大器200的其它组件及其组合的制造工艺的最大工艺变化中导出。依次地，曲线282示出反馈电容值等于标称电容值乘以二的情况下sige hbt共源共栅驱动放大器205的增益扩展特性。曲线283示出反馈电容值等于标称电容值除以1.5的情况下sige hbt共源共栅驱动放大器205的增益扩展特性。并且曲线284示出反馈电容值等于标称电容值除以二的情况下sige hbt共源共栅驱动放大器205的增益扩展特性。如图2b所示，可以通过修改反馈电容器的电容值来调整驱动放大器205、305的增益特性。此外，增益曲线示出增益扩展，所述增益扩展是因为hbt共源共栅驱动放大器对集电极侧的负载变化以及跨驱动放大器的反馈量变化作出响应。反馈越少，驱动放大器输出阻抗就越高，并且驱动放大器对集电极负载变化的反应越大。反馈越多，驱动放大器输出阻抗就越低，并且驱动放大器对集电极负载变化的反应越小。通过提供放大器峰值主放大器的更突然接通特性，这种增益扩展特性可以提供更具线性的整体放大器响应。这种突然接通特性还可以通过降低回退功率电平下峰值路径的功耗来提高此类放大器的整体效率。
116.图3a是根据示例实施例的可并入驱动放大器中(例如，作为图2a的可变电容249和349)的可变电容器网络300a的示意图。网络300a包括输入节点330a、输出节点332a，以及在输入节点330a与输出节点332a之间彼此串联耦合的n个离散电容器301a-304a，其中n可以是2到10或更大之间的整数。另外，网络300a包括n个旁路开关311a-314a，其中每个开关311a-314a跨电容器301a-304a中的一个电容器的端并联耦合。例如，开关311a-314a可以实现为晶体管、机械继电器或机械开关。每个开关311a-314a的导电状态(即，断开或闭合)通过来自系统控制器的控制信号321a-324a进行控制。
117.对于每个并联电容器/开关组合，当电容器的对应开关处于断开或不导通状态时基本上所有电压跨电容器累积，并且当开关处于闭合或导通状态时基本上所有电流流过开关从而绕过电容器。例如，当所有开关311a-314a断开时，如图3a所示，在输入节点330a与输出节点332a之间流动的基本上所有电流流过串联的电容器301a-304a。这种配置表示网络300a的最大电容状态(即，输入节点330a与输出节点332a之间存在最大电容值的网络300a的状态)。相反，当所有开关311a-314a闭合时，在输入节点330a与输出节点332a之间流动的基本上所有电流绕过电容器301a-304a，转而流过开关311a-314a以及节点330a、332a与开关311a-314a之间的导电互连。这种配置表示网络300a的最小电容状态(即，输入节点330a与输出节点332a之间存在最小电容值的网络300a的状态)。
118.从所有开关311a-314a断开的最大电容状态开始，系统控制器可提供导致开关311a-314a的任何组合闭合的控制信号321a-324a，以便通过绕过电容器301a-304a的对应组合来减小网络300a的电容。在一个实施例中，每个电容器301a-304a具有基本上相同的电容值，在本文中称为归一化值c。网络300a的状态可被配置成具有n+1个电容值中的任何一个。
119.在替代实施例中，电容器301a-304a可具有彼此不同的值。例如，从输入节点330a向输出节点332a移动，第一电容器301a可以具有归一化电容值c，并且串联中的每个后续电容器302a-304a可以具有更大或更小的电容值。例如，每个后续电容器302a-304a的电容值可以是最接近的下游电容器301a-303a的电容值的倍数(例如，约两倍)，但差可能不一定是整数倍数。在此类实施例中，网络300a的状态可以被配置成具有2n个电容值中的任何一个。例如，当n＝4并且每个电容器301a-304a具有不同的值时，网络300a可以被配置成具有16个电容值中的任何一个。尽管上述示例实施例指定网络300a中的开关电容器的数量等于四个，并且每个电容器301a-304a的值是值c的若干倍，但可变电容网络的替代实施例可以具有多于或少于四个电容器、电容器的不同相对值、不同数量的可能网络状态，和/或不同配置的电容器(例如，以不同方式连接的多组并联和/或串联耦合电容器)。
120.图3b是根据示例实施例的可并入驱动放大器中(例如，作为图2a的可变电容249和349)的可变电容器网络300b的示意图。网络300b包括输入节点330b、输出节点332b，以及在输入节点330b与输出节点332b之间彼此并联耦合的n个离散电容器301b-304b，其中n可以是2到10或更大之间的整数。另外，网络300b包括n个旁路开关311b-314b，其中每个开关311b-314b串联耦合到电容器301b-304b中的一个。例如，开关311b-314b可以实现为晶体管、机械继电器或机械开关。每个开关311b-314b的导电状态(即，断开或闭合)通过来自系统控制器的控制信号321b-324b进行控制。
121.对于每个串联电容器/开关组合，当电容器的对应开关处于闭合或导通状态时基本上所有电压跨电容器累积，并且当电容器的对应开关处于断开或不导通状态时没有电压跨电容器累积从而绕过电容器。例如，当所有开关311b-314b闭合时，如图3b所示，基本上跨输入节点330b和输出节点332b的所有电压跨电容器301b-304b累积。这种配置表示网络300b的最大电容状态(即，输入节点330b与输出节点332b之间存在最大电容值的网络300b的状态)。
122.从所有开关311b-314b闭合的最大电容状态开始，系统控制器可提供导致开关311b-314b的任何组合断开的控制信号321b-324b，以便通过绕过电容器301b-304b的对应组合来减小网络300b的电容。在一个实施例中，每个电容301b-304b具有基本上相同的电容值，在本文中称为归一化值c。在此类实施例中，网络300b的最大电容值(即，当所有开关311b-314b处于闭合状态时)约为n
×
c。当任何n个开关处于闭合状态时，网络300b的电容值将约为(n-n)
×
c。在此类实施例中，网络300b的状态可以被配置成具有n+1个电容值中的任何一个。
123.在替代实施例中，电容器301b-304b可具有彼此不同的值。例如，在图3b的电路图上从左向右移动，第一电容器301b可以具有归一化电容值c，并且串联中的每个后续电容器302b-304b可以具有更大或更小的电容值。例如，每个后续电容器302b-304b的电容值可以是最接近的前一个电容器301b-303b的电容值的倍数(例如，约两倍)，但差可能不一定是整
数倍数。在此类实施例中，网络300b的状态可以被配置成具有2n个电容值中的任何一个。例如，当n＝4并且每个电容器301b-304b具有不同的值时，网络300b可以被配置成具有16个电容值中的任何一个。
124.尽管上述示例实施例指定网络300b中的开关电容器的数量等于四个，并且每个电容器301b-304b的值是值c的若干倍，但可变电容网络的替代实施例可以具有多于或少于四个电容器、电容器的不同相对值、不同数量的可能网络状态，和/或不同配置的电容器(例如，以不同方式连接的多组并联和/或串联耦合电容器)。
125.根据示例实施例，当可变电容器网络300a或300b并入驱动放大器(例如，作为图2a的可变电容249和349)时，可变电容器网络300a或300b可被配置成呈现50毫微微法拉(ff)的最小电容(例如，在图3a中，当只有一个开关311a-314a断开时，或在图3b中，当只有一个开关311b-314b闭合时)至200ff的最大电容(例如，在图3a中，当所有开关311a-314a断开时，或在图3b中，当所有开关311b-314b闭合时)。在这种情况下，可变电容网络300a和300b可以呈现标称电容值或约100ff。然而，在其它实施例中，可变电容器网络300a和300b可被配置成呈现不同的最大和最小电容。
126.如图2a所示，在多尔蒂放大器的实施例中，可以在单独的ic管芯(例如，图2a的sige驱动级ic管芯231和251)中为多尔蒂放大器的每个载波路径和峰值路径实现sige驱动级放大器。可替换的是，载波和峰值驱动放大器都可以合并到单个ic管芯中。
127.为了说明，图4是描绘包括第一和第二驱动级放大器的示例驱动级ic管芯400的框图，其中第一驱动级放大器可以形成多尔蒂放大器中载波路径的部分，并且第二驱动级放大器可以形成多尔蒂放大器中峰值路径的部分。
128.sige驱动级ic管芯400包括sige衬底401(但衬底401可以使用例如gaas或inp的其它材料来实现)和集成在sige驱动级ic管芯400内的多个电路。在实施例中，管芯400的集成电路包括输入端402(例如，图2a的输入端240)、输入端404(例如，图2a的输入端340)、输出端406(例如，图2a的输出端241)、输出端408(例如，图2a的输出端341)以及谐波控制电路470和472。
129.sige ic管芯400包括载波驱动放大器410，所述载波驱动放大器410包括共源共栅放大器，所述共源共栅放大器包括第一晶体管444和第二晶体管445(例如，图2a的放大器205)以及反馈可变电容器449(例如，图2a的可变电容器249)。载波驱动放大器410的晶体管444、445可以包括以共源共栅布置实现的两个hbt晶体管，其中从输入端402接收的输入信号被供应到晶体管444的基极端。晶体管444的发射极端连接到接地基准端。晶体管444的集电极端连接到晶体管445的发射极端。晶体管445的基极端耦合到偏置电压节点。dc滤波电容器耦合在晶体管445的基极端与接地基准端之间。晶体管445的集电极端表示驱动放大器410的输出节点，并且连接到sige ic管芯400的输出端406。
130.sige ic管芯400包括峰值驱动放大器450，所述峰值驱动放大器450包括共源共栅放大器，所述共源共栅放大器包括第一晶体管454和第二晶体管455(例如，图2a的放大器305)以及反馈可变电容器459(例如，图2a的可变电容器349)。峰值驱动放大器450的晶体管454、455可包括以共源共栅布置实现的两个hbt晶体管，其中从输入端404接收的输入信号被供应到晶体管454的基极端。晶体管454的发射极端连接到接地基准端。晶体管454的集电极端连接到晶体管455的发射极端。晶体管455的基极端耦合到偏置电压节点。dc滤波电容
器耦合在晶体管455的基极端与接地基准端之间。晶体管455的集电极端表示载波驱动放大器410的输出节点，并且连接到sige ic管芯400的输出端408。
131.sige驱动级ic管芯400还包括谐波控制电路470(例如，图2a的谐波控制电路248)和谐波控制电路472(例如，图2a的谐波控制电路348)的集成部分。在实施例中，谐波控制电路470电耦合到载波驱动放大器410(即，在晶体管445的集电极端处)，以针对载波驱动放大器410的中心工作频率f0的二次谐波2f0的信号能量提供到接地节点的低阻抗路径。
132.在实施例中，谐波控制电路472电耦合到峰值驱动放大器450(即，在晶体管455的集电极端处)，以针对峰值驱动放大器450的中心工作频率f0的二次谐波2f0的信号能量提供到接地节点的低阻抗路径。
133.在ic管芯400内，载波驱动放大器410与峰值驱动放大器450旋转偏移90度，使得通过载波驱动放大器410的信号的行进方向(例如，在方向491上)与通过峰值驱动放大器450的信号的行进方向(例如，在方向493上)具有90度的角分离。这种旋转偏移可以最小化或减小行进通过载波驱动放大器410和峰值驱动放大器450的信号之间的电磁耦合。这可以使管芯400的整体大小减小，因为与载波驱动放大器和峰值驱动放大器可能彼此平行的其它设计相比，这种旋转偏移可以允许载波驱动放大器410和峰值驱动放大器450彼此更接近。
134.如果将使用其它类型的技术和装置(例如，在si衬底内实现的mosfet)实现载波驱动放大器410和峰值驱动放大器450，则放大器的构造可能不允许这种旋转偏移，因为晶体管都必须沿同一轴布置在同一衬底内。mosfet技术可能不允许这种旋转偏移。因此，在管芯400中，构成载波驱动放大器410和峰值驱动放大器450的晶体管的hbt配置允许所述旋转偏移。
135.图5是包括具有主放大路径和峰值放大路径的多尔蒂功率放大器的rf放大器装置500的例子的俯视图。主放大路径包括sige驱动级ic管芯502和gan最终级ic管芯504(但ic管芯504可以在其它iii-v半导体衬底中实现)上的驱动级放大器。根据示例实施例，峰值放大路径还包括sige驱动级ic管芯502和gan最终级ic管芯506(但ic管芯506可在其它iii-v半导体衬底中实现)上的驱动级放大器。rf放大器装置500也可在下文中称为“多尔蒂功率放大器模块”。在图5的图示中，sige驱动级ic管芯502已翻转并安装到衬底508的表面。因此，与图4的管芯400相比，sige驱动级ic管芯502的配置是相反的。
136.多尔蒂功率放大器装置500包括多层pcb 508形式的衬底，所述多层pcb 508包括至少一个介电层(例如，由fr-4、陶瓷或其它pcb介电材料形成)和两个或更多个导电层。在实施例中，pcb 508顶部表面上的导电层是图案化导电层。从顶部图案化导电层的部分形成的各种导电特征(例如，导电垫和迹线)可以用作管芯502、504、506和其它离散组件的附接点，并且还可以提供管芯502、504、506和其它离散组件之间的电连接。另一导电层可充当接地基准平面。在一些实施例中，一个或多个额外的图案化导电层可以在管芯502、504、506、离散组件和接地基准平面之间提供导电连接。根据实施例，底部导电层用于提供外部可触及的导电着陆垫，其中一些示例着陆垫510、512、514、516的位置在图5中以虚线框表示。这些着陆垫(除其它外，未示出)能够将多尔蒂功率放大器装置500表面安装到提供与rf系统其它部分的电连接的单独衬底(未示出)上。例如，可利用着陆垫512和516分别向功率晶体管560和542供应漏极偏置电压。尽管装置500被描述为接地栅极阵列(lga)模块，但装置500也可以被封装为引脚栅极阵列模块、四平面无引线(qfn)模块或其它类型的封装。
137.多尔蒂功率放大器装置500另外包括rf信号输入端518、功率分配器520、包括sige驱动级ic管芯502和gan最终级ic管芯504上的驱动放大器的两级主放大器、包括sige驱动级ic管芯502和gan最终级ic管芯506上的驱动放大器的两级峰值放大器、各种相移和阻抗匹配元件，以及组合器。暴露在pcb 508的底部表面处的导电着陆垫510用作装置500的rf信号输入端。着陆垫510通过一个或多个导电结构(例如，通孔、迹线和/或引线键合)电耦合到功率分配器520的输入518。
138.耦合到pcb 508的安装表面的功率分配器520可包括一个或多个离散管芯和/或组件，但这些离散管芯和/或组件在图5中表示为单个元件。功率分配器520包括输入端518和两个输出端522、524。输入端518通过一个或多个导电结构(例如，通孔、迹线和/或引线键合)电耦合到着陆垫510以接收输入rf信号。功率分配器520的输出端522、524通过一个或多个导电结构(例如，焊点、通孔、迹线和/或引线键合)分别电耦合到主放大器和峰值放大器的输入526、528。
139.功率分配器520被配置成将通过着陆垫510接收的输入rf信号的功率分离成第一rf信号和第二rf信号，所述第一rf信号和第二rf信号在功率分配器520的输出端522、524处产生。另外，功率分配器520可以包括一个或多个相移元件，所述一个或多个相移元件被配置成在输出端522、524处提供的rf信号之间施加约90度的相位差。在功率分配器520的输出端522、524处产生的第一rf信号和第二rf信号可以具有相等或不等的功率。
140.功率分配器的第一输出522电耦合到主放大器路径(即，到主放大器)，并且功率分配器的第二输出524电耦合到峰值放大器路径(即，到峰值放大器)。在所说明的实施例中，在第二功率分配器输出处产生的rf信号离在第一功率分配器输出处产生的rf信号延迟约90度。换句话说，被提供给峰值放大器路径的rf信号相对于被提供给主放大器路径的rf信号延迟约90度。
141.功率分配器520产生的第一rf信号通过主放大器路径放大，所述主放大器路径包括sige驱动级ic管芯502上的驱动放大器级、gan最终级ic管芯504和相移元件530。功率分配器520在输出端524处产生的第二rf信号通过峰值放大器路径放大，所述峰值放大器路径包括sige驱动级ic管芯502上的驱动放大器级以及gan最终级ic管芯506。
142.驱动级ic管芯502的主驱动放大器级和主放大器路径的载波gan最终级ic管芯504在sige驱动级ic管芯502的输入端526(对应于主放大器输入)和gan最终级ic管芯504的输出端532(对应于载波放大器输出)之间以级联布置电耦合在一起。sige驱动级ic管芯502包括多个集成电路。在实施例中，管芯502的集成电路在实施例中包括输入端526、输出端534、主驱动放大器536以及谐波控制电路538的集成部分。sige驱动级ic管芯502内的各种电路和组件可以如先前结合图4所描述地进行配置并电耦合在一起。
143.功率分配器520的第一输出522通过各种导电迹线、电路和焊点或其它类型的电连接电耦合到sige驱动级ic管芯502的输入端526。
144.gan最终级ic管芯504包括多个集成电路。在实施例中，管芯504的集成电路包括输入端540、输出端532和gan功率晶体管542。gan最终级ic管芯542内的各种电路和组件可以如先前结合图1和2所描述地进行配置并电耦合在一起。
145.sige驱动级ic管芯502的输出端534通过电连接544(例如，导电迹线)或另一种类型的电连接电耦合到gan最终级ic管芯504的输入端540。输入端540电耦合到gan功率晶体
管542的栅极。在实施例中，gan功率晶体管542的栅极可以通过电连接(例如，导电迹线或引线键合阵列)电耦合到谐波控制电路。此类谐波控制电路可以至少部分地并入sige驱动级ic管芯502中，或者可以在装置500的单独组件或组件集合中实现。
146.放大的第一rf信号在gan最终级ic管芯504的输出端532处产生。根据实施例，输出端532电耦合(例如，通过引线键合548或其它类型的电连接)到相移元件530。根据实施例，相移元件530具有接近gan最终级ic管芯504的输出端532的第一端和接近gan最终级ic管芯506的输出端550的第二端。例如，相移元件530可以用在其第一端与第二端之间延伸的拉姆达/4(λ/4)传输线(例如，具有90度电长度的微带传输线)来实现。相移元件530可在信号从相移元件的第一端行进到其第二端时向放大的第一rf信号施加约90度的相对相移。
147.如上文所提及，功率分配器520产生的第二rf信号通过峰值放大器路径放大，所述峰值放大器路径包括sige驱动级ic管芯502和gan最终级ic管芯506。峰值放大器路径的sige驱动级ic管芯502和gan最终级ic管芯506在sige驱动级ic管芯502的输入端528(对应于峰值放大器输入)与gan最终级ic管芯506的输出端550(对应于峰值放大器输出)之间以级联布置电耦合在一起。在实施例中，sige驱动级ic管芯502包括输入端528、输出端552、峰值驱动放大器554以及谐波控制电路556的集成部分。sige驱动级ic管芯502内的各种电路和组件可以如先前结合图1和2所描述地进行配置并电耦合在一起。
148.功率分配器520的第二输出通过各种导电迹线、电路和/或引线键合或另一种类型的电连接电耦合到sige驱动级ic管芯502的输入端528。
149.gan最终级ic管芯506包括多个集成电路。在实施例中，管芯506的集成电路包括输入端558、输出端550和gan功率晶体管560。gan最终级ic管芯506内的各种电路和组件可以如先前结合图1和2所描述地进行配置并电耦合在一起。
150.sige驱动级ic管芯502的输出端552通过电连接562(例如，导电迹线)或另一种类型的电连接电耦合到gan最终级ic管芯506的输入端558。输入端558电耦合到gan功率晶体管560的栅极。在实施例中，gan功率晶体管560的栅极可以通过电连接(例如，导电迹线或引线键合阵列)电耦合到谐波控制电路。此类谐波控制电路可以至少部分地并入sige驱动级ic管芯502中，或者可以在装置500的单独组件或组件集合中实现。通过级联耦合峰值放大器管芯502和506的峰值信号路径处于箭头566指示的方向上。相反，通过级联耦合载波放大器管芯502和504的载波信号路径处于箭头568指示的方向上。因此，在图5的实施例中，信号路径是正交的。这种正交定向可以显著减少通过主放大器路径和峰值放大器路径传输和放大的信号之间的耦合。
151.在任何情况下，放大的第二rf信号由rf输出端550处的gan最终级ic管芯506产生。根据实施例，rf输出端550电耦合(例如，通过引线键合570或其它类型的电连接)到相移元件530的第二端。因此，gan最终级ic管芯504产生的放大的第一rf信号被传送到rf输出端550，并且输出端550用作放大的第一rf信号和第二rf信号的求和或组合节点572。当分别施加在第一rf信号和第二rf信号上的各种相移基本上相等时，放大的第一rf信号和第二rf信号在组合节点572处基本上同相组合。
152.rf输出端550(以及由此求和节点572)电耦合(例如，通过引线键合574或另一种类型的电连接)到输出网络576，其功能是向载波放大器管芯504和峰值放大器管芯506中的每一个呈现适当的负载阻抗。此外，输出网络576可以包括去耦电容器578，如图所示。尽管未
在图5中示出，但输出网络576可包括各种导电迹线、额外离散组件和/或集成组件(例如，电容器、电感器和/或电阻器)，以提供所需的阻抗匹配。输出网络576通过pcb 508电耦合到暴露于pcb 508的底部表面处的导电着陆垫514。着陆垫514用作多尔蒂功率放大器模块500的rf输出节点。
153.在本公开中，描述了驱动级ic管芯的各种实施例，其中ic管芯被描述为包括sige衬底。显然，可以替代地使用驱动级ic管芯的其它配置，其中使用用于制造hbt装置的任何合适衬底(例如gaas和inp)来实现驱动级ic管芯。因此，在本公开中，被描述为“sige管芯”的驱动级ic管芯应理解为也包括具有gaas和inp材料的ic管芯。
154.一种多级放大器的实施例包括具有安装表面的衬底和耦合到安装表面的第一功率晶体管管芯。第一功率晶体管管芯包括第一iii-v半导体衬底、第一射频(rf)信号输入端、第一rf信号输出端和第一晶体管。第一晶体管具有电耦合到第一rf信号输入端的第一控制端以及电耦合到第一rf信号输出端的第一载流端。放大器包括耦合到安装表面的第二功率晶体管管芯。第二功率晶体管管芯包括第二iii-v半导体衬底、第二射频(rf)信号输入端、第二rf信号输出端和第二晶体管。第二晶体管具有电耦合到第一rf信号输入端的第二控制端和电耦合到第一rf信号输出端的第二载流端。放大器包括耦合到安装表面的第三管芯。第三管芯包括硅锗(sige)、砷化镓(gaas)和磷化铟(inp)中的至少一者、第三rf信号输入端、电连接到第一rf信号输入端的第三rf信号输出端、在第三rf信号输入端与第三rf信号输出端之间的第一放大路径、第四rf信号输入端、电连接到第二rf信号输入端的第四rf信号输出端，以及在第四rf信号输入端与第四rf信号输出端之间的第二放大路径。放大器包括电耦合在第二rf信号输出端与第一rf信号输入端之间的第一连接。
155.在实施例中，第一放大路径包括耦合在第三rf信号输入端与第三rf信号输出端之间的第一异质结双极晶体管(hbt)晶体管，并且第二放大路径包括耦合在第四rf信号输入端与第四rf信号输出端之间的第二hbt。在实施例中，第一放大路径包括耦合在第三rf信号输入端与第三rf信号输出端之间的第三hbt，并且第一hbt和第三hbt以共源共栅配置连接，并且第二放大路径包括耦合在第四rf信号输入端与第四rf信号输出端之间的第四hbt，并且第二hbt和第二hbt第四hbt以共源共栅配置连接。在实施例中，第二放大路径包括第一可变电容，第一可变电容的第一端电连接到第四hbt的集电极端，并且第一可变电容的第二端电连接到第二hbt的基极端。在实施例中，第一放大路径包括第二可变电容，第二可变电容的第一端电连接到第三hbt的集电极端，并且第二可变电容的第二端电连接到第一hbt的基极端。在实施例中，第一放大路径在第三管芯中沿第一方向延伸，并且第二放大路径在第三管芯中沿第二方向延伸，并且第一方向与第二方向旋转偏移90度。在实施例中，第一功率晶体管管芯是多尔蒂功率放大器的载波放大器管芯，并且第二功率晶体管管芯是多尔蒂功率放大器的峰值放大器管芯。在实施例中，第一iii-v半导体衬底包括氮化镓，并且第二iii-v半导体衬底包括氮化镓。
156.一种放大器的实施例包括第一射频(rf)输入端；第一驱动放大器模块，所述第一驱动放大器模块包括电连接到第一rf输入端的第二rf输入端、第一rf输出端和第一驱动放大器。第一驱动放大器包括第一异质结双极晶体管(hbt)和第二hbt，并且第一hbt以共源共栅配置耦合到第二hbt。放大器包括第一功率放大器模块，所述第一功率放大器模块包括电连接到第一rf输出端的第三rf输入端、第二rf输出端，以及耦合在第三rf输入端与第二rf
输出端之间的第一功率晶体管。
157.一种装置的实施例包括集成电路(ic)管芯。ic管芯包括硅锗(sige)衬底。装置包括第一rf信号输入端、第一rf信号输出端、在第一rf信号输入端与第一rf信号输出端之间的第一放大路径、第二rf信号输入端、第二rf信号输出端，以及在第二rf信号输入端与第二rf信号输出端之间的第二放大路径。装置包括第一功率晶体管管芯和第二功率晶体管管芯，第一功率晶体管管芯包括电连接到第一rf信号输出端的第一输入端，第二功率晶体管管芯包括电连接到第二rf信号输出端的第二输入端。
158.先前详细描述本质上仅为说明性的，且并不意在限制主题的实施例或此类实施例的应用和使用。例如，虽然在各种实施例中，以上描述论述gan最终级ic管芯的使用，但是在其它实施例中，其它类型的iii-v晶体管(例如，gaas晶体管、inp晶体管等)可用作最终级ic管芯。
159.如本文中所使用，词语“示例性”意味着“充当例子、实例或说明”。本文中描述为“示例性”的任何实施方案未必解释为比其它实施方案优选或有利。另外，不希望受前述先前技术领域、背景技术或详细描述中所呈现的任何所表达或暗示的理论的约束。
160.本文包括的各图中所示的连接线意在表示各种元件之间的示例性功能关系和/或物理耦合。应注意，主题的实施例中可存在许多替代或另外的功能关系或物理连接。另外，本文中还可以仅出于参考的目的使用特定术语且因此该特定术语并不意在希望具有限制性，并且除非上下文清楚地指示，否则指代参考结构的术语“第一”、“第二”和其它此类数值术语并不暗示顺序列或次序。
161.如本文中所使用，“节点”意味着任何内部或外部参考点、连接点、接合点、信号线、导电元件等，在“节点”处存在给定信号、逻辑电平、电压、数据模式、电流或量。此外，两个或更多个节点可通过一个物理元件实现(并且尽管在公共节点处接收或输出，但是仍然可以对两个或更多个信号进行多路复用、调制或以其它方式区分)。
162.以上描述是指元件或节点或特征被“连接”或“耦合”在一起。如本文中所使用，除非以其它方式明确地陈述，否则“连接”意味着一个元件直接接合到另一元件(或直接与另一元件通信)，且不一定以机械方式接合。同样，除非以其它方式明确地陈述，否则“耦合”意味着一个元件直接或间接接合到另一元件(或直接或间接以电气方式或以其它方式与另一元件通信)，且不一定以机械方式接合。因此，尽管图中所示的示意图描绘元件的一个示例性布置，但所描绘的主题的实施例中可存在额外介入元件、装置、特征或组件。
163.尽管以上详细描述中已呈现至少一个示例性实施例，但应了解，存在大量变化。还应了解，本文描述的一个或多个示例性实施例并不希望以任何方式限制所主张的主题的范围、适用性或配置。实际上，以上详细描述将向本领域的技术人员提供用于实施所描述的一个或多个实施例的方便的指南。应理解，可在不脱离由权利要求书所限定的范围的情况下对元件的功能和布置作出各种改变，权利要求书所限定的范围包括在提交本专利申请案之时的已知等效物和可预见的等效物。