一种基于斜率检测的膝点检测电路

1.本发明属于电源管理技术领域，具体来说是涉及一种基于斜率检测的膝点检测电路。


背景技术：

2.在电源管理的拓扑结构中，反激式变换器因其能够容易地实现输入与输出之间的电器隔离且外围较为简单，成本较低而成为一大研究热点。通过输出信息反馈方式可以将反激式变换器分为原边反馈和次边反馈两类。原边反馈反激式变换器由于省去了光耦组件以及tl431，相较于次边反馈反激式变换器能够更好地实现小型化，以及比次边反馈的结构拥有更好的温度特性，而受到市场的重视。
3.原边反馈反激式变换器通过辅助绕组或者原边绕组将反激的输出电压信息经过分压之后反馈到原边的控制芯片中，控制芯片对反馈参考电压进行采样，变换器环路通过带有输出电压信息的采样电压对输出电压进行调节。因此精确的采样对实现精准的恒定输出电压而言尤为重要。原边反馈反激式变换器对反馈参考电压的采样通常是靠膝点检测与采样保持两个模块完成的，膝点检测模块检测到反馈参考电压的“膝点”产生采样信号对反馈参考电压进行采样，因此膝点检测的准确度决定了采样电压的准确度。


技术实现要素：

4.本发明主要提出了一种基于斜率检测的膝点检测电路。该电路对反馈参考电压进行微分运算产生微分电流，再将微分运算结果输入比较器中，当达到膝点时，反馈参考电压会迅速下掉，经过微分运算的微分电压迅速增大，而后触发比较器翻转从而检测到膝点。
5.本发明的技术方案为：
6.一种基于斜率检测的膝点检测电路，用于原边反馈反激式变换器膝点检测，定义原边反馈反激式变换器的反馈参考电压为v
rref
，其特征在于，所述检测电路包括第一nmos管、第二nmos管、第三nmos管、第四nmos管、第一电容、第二电容、第一电阻、电压源、第一比较器、第二比较器和逻辑电路；
7.第一nmos管的漏极接v
rref
，其栅极接前沿消隐信号的反向信号，其源极接第二nmos管的漏极和第一电容的一端；
8.第二nmos管的栅极接前沿消隐信号，其源极接第一电容的另一端、第一比较器的反相输入端、第一电阻的一端、电压源的负极；
9.第三nmos管的漏极接v
rref
，其栅极接前沿消隐信号的反向信号，其源极接第二电容的一端和第一比较器的同相输入端；第二电容的另一端接地；
10.第一比较器的输出端接第一电阻的另一端和第二比较器的同相输入端，第二比较器的反相输入端接电压源的正极；
11.第二比较器的输出端接逻辑电路的输入端和第四nmos管的漏极；第四nmos管的栅极接前沿消隐信号，其源极接地；
12.所述逻辑电路为单次波提取逻辑电路，逻辑电路输出检测到的膝点电压信号。
13.进一步的，所述第二比较器为快速比较器，包括第一pmos管、第二pmos管、第三pmos管、第四pmos管、第五pmos管、第六pmos管、第七pmos管、第八pmos管、第九pmos管、第五nmos管、第六nmos管、第七nmos管、第八nmos管、电流源、第二电阻、第三电阻、第一反相器、第二反相器；
14.第一pmos管的源极接电源，其栅极和漏极互连，其漏极接电流源的输入端；电流源的输出端接地；
15.第二pmos管的源极接电源，其栅极接第一pmos管的漏极，第二pmos管的漏极接第四pmos管的源极和第五pmos管的源极；
16.第三pmos管的源极接电源，其栅极接第一pmos管的漏极，第三pmos管的漏极接第七pmos管的源极和第八pmos管的源极；
17.第四pmos管的栅极为第二比较器的同相输入端，其漏极通过第二电阻后接地；第五pmos管的栅极为第二比较器的反相输入端，其漏极通过第三电阻后接地；
18.第六pmos管的源极接电源，其栅极和漏极互连，其漏极接第五nmos管的漏极；第五nmos管的栅极接第七pmos管的漏极，第五nmos管的源极接地；
19.第七pmos管的栅极接第四pmos管的漏极，第七pmos管的漏极接第六nmos管的栅极和漏极，第六nmos管的源极接地；
20.第八pmos管的栅极接第五pmos管的漏极，第八pmos管的漏极接第七nmos管的栅极和漏极、第八nmos管的栅极；第七nmos管的源极接地；
21.第九pmos管的源极接电源，其栅极接第六pmos管的漏极，第九pmos管的漏极接第八nmos管的漏极和第一反相器的输入端；第八nmos管的源极接地
‘
22.第二反相器的输入端接第一反相器的输出端，第二反相器的输出端为第二比较器的输出端。
23.本发明的有益效果为：本发明能够精确检测出反馈参考电压的膝点位置，为后续的反馈参考电压的膝点电压采样提供控制信号。
附图说明
24.图1带有辅助绕组的原边反馈反激式变换器原理图。
25.图2不带有辅助绕组的原边反馈反激式变换器原理图。
26.图3反馈参考电压和电感电流的波形图。
27.图4本发明提出的基于斜率检测的膝点检测电路框架图。
28.图5本发明提出的基于斜率检测膝点检测电路的波形图。
29.图6本发明提出的快速比较器a2电路原理图。
30.图7本发明提出的logic模块电路原理图。
31.图8本发明提出的logic模块电路工作原理图。
具体实施方式
32.下面结合附图对本发明的技术方案进行详细的描述：
33.应用本发明提出的带有与不带有辅助绕组的原边反馈反激式变换器原理图分别
如图1，2所示，反馈参考电压和电感电流的波形图如图3所示。在t
0-t1变换器处于原边导通t
on
阶段，此时反馈参考电压v
rref
为0；在t
1-t3变换器处于次边退磁t
off
阶段，其中受到原边电感漏感以及原边主功率管寄生电容的影响，v
rref
在t
1-t2阶段会振铃，为了膝点检测电路出现误触发，会选择对这段振铃时间进行屏蔽，这段屏蔽的时间被称为前沿消隐时间。经过前沿消隐后，膝点检测电路开始工作。由于带有与不带有辅助绕组的变换器将输出电压反馈到原边的方式存在不同，带有辅助绕组的变换器将反激到辅助绕组的进行分压直接产生反馈参考电压v
rref
，而不带有辅助绕组的变换器通过vin钳位模块与反馈电阻r
fb
将反馈到原边绕组的电压信号转换为电流信号再通过反馈参考电阻r
ref
形成反馈参考电压v
rref
，因此反馈参考电压可以表示为：
[0034]vrref
(t)＝k[v
out
+vf(t)+is(t)r
par
]
[0035][0036]
其中，k为反馈系数，带有辅助绕组变换器的反馈系数为k
aux
，不带有辅助绕组变换器的反馈系数为k
wio
，v
out
为输出电压，vf为次边续流二极管d的导通压降，is为次边电感电流，r
par
为次边寄生电阻，n
as
为辅助绕组和次边变压器的匝比，n
ps
为原边和次边变压器的匝比，r
f1
与r
f2
为反馈分压电阻，r
fb
为反馈电阻，r
ref
为反馈参考电阻。
[0037]
在此阶段内，次边的电感电流会随时间线性减小，且续流二极管d的导通压降也会随电感电流的变化而变化，对需要在次边电感电流为零时对反馈参考电压进行采样，消除寄生电容以及导通压降的影响。次边电流降为0之后，v
rref
会迅速下掉，因此将次边电流为0时刻对应的点称为“膝点”。
[0038]
在t
3-t4时间段内，受功率管寄生电容c
par
和原边励磁电感lm的影响，v
rref
会再次产生谐振，其谐振频率可以表示为：
[0039][0040]
则v
rref
在谐振阶段的第一个下降沿的电压可以表示为：
[0041][0042]
本发明提出的基于斜率检测的膝点检测电路框架图如图4所示，其主要分为斜率微分电路以及快速比较器两个部分。基于斜率检测的膝点检测电路的波形如图5所示。
[0043]
首先对于斜率微分电路部分，mn1与mn2被用于实现对v
rref
阶跃以及谐振阶段的屏蔽，分别由v
nleb
与其相反的信号v
leb
控制，v
leb
为前沿消隐信号，在前沿消隐时间内为高电平。在前沿消隐时间内，mn1管关断，“切断”v
rref
与微分电路的联系，同时mn2管开启，将微分电容c
diff
短路，使得电容存储电荷为零，保证v
rref
接通时，能够准确地对v
rref
进行微分运算。
[0044]
mn3和c
ref
被用于对v
rref
进行粗采样以确保电路在启动过程中采样的准确性。前沿消隐时间之后，mn3断开v
rref
与c
ref
的连接，c
ref
粗略地采样到第n个周期的v
rref
的平台电压值，即v
ref
＝v
rref
(n)，由于v
ref
仍包含r
par
等信息不能精确地反映输出电压值，因此不能作为采样电压。然而由于经过前沿消隐后的v
rref
在膝点之前变化幅度小，即v
ref
与膝点电压之间相差较小，因此粗采样得到的v
ref
作为自适应的参考电压对v
smo
进行钳位，减小钳位所需要
的时间，确保微分计算的准确性。
[0045]vrref
经过微分运算后，微分电路输出电压v
diff
可以分别表示为：
[0046]vdiff
(t)＝v
ref
+πfr·rdiffcdiff
kv
out
sin2πfrt
[0047]
其中，r
diff
与c
diff
分别为微分电阻与微分电容。则v
rref
谐振阶段的v
diff
与v
smo
的差值，表示为
[0048]
△
v＝v
diff-v
smo
＝πfr·rdiffcdiff
kv
out
sin2πfrt
[0049]vdiff
与v
smo
作为输入电压被输入到快速比较器中当
△
v》v
os
时比较器翻转，其中v
os
为比较器失调电压。由于v
diff
和v
smo
的差值消除了直流分量，仅包含谐振信息，因此可以精确地推算出膝点与比较器翻转点的延时
[0050][0051]
由于前沿消隐时间后膝点之前v
rref
受到次边寄生电阻等非理想因素的影响，会产生一个固有斜率，因此v
diff
与v
ref
存在一个不为零的差值，比较器的失调电压vos需要高于这个差值，避免产生误触发，为了进一步减小误触发的可能性，失调电压设置50％的裕度，因此失调电压设置为
[0052][0053]
在前沿消隐时间内，mn4将输出下拉到地电位，为避免膝点检测电路在振铃阶段误触发设下双重保障。
[0054]
为了减小比较延时实现精确的膝点检测，比较器a2采用两级放大的形式，其电路原理图如图6所示。其中，存在四组电流镜其比例分别为：mp1:mp2:mp3＝1:k1:k2,mp6:mp7＝1:k3,mn1:mn2＝1:1,mn3:mn4＝1:k3。
[0055]
快速放大器的第一级为预放大模块，具有两个功能：一是将输入电压的差值放大，二是设置比较器的失调。这一级具有小增益和高带宽的特点，其仅需将输入的电压差快速地放大一定的倍数，使小信号的压差转化为大信号压差输入到二次放大模块中，减小由小信号产生的延时。在共模输入范围内，mp4和mp5始终工作在饱和区，流经r1与r2的电流为：
[0056][0057]
其中(w/l)1为mp4的宽长比，(w/l)2为mp5的宽长比。通过kcl定律可以得到
[0058]
i1+i2＝k1
·ibias
[0059]
二次放大模块在a点电压与b点电压相等时，比较器a2翻转，因此比较器翻转时输入电压的压差可以表示为
[0060]
[0061]
为了实现较好的匹配，因此mp4和mp5采用相同的器件并具有相同尺寸，且采用无衬偏的连接方式。则失调电压可以通过r1与r2进行调节
[0062][0063]
第二部分为二次放大模块，为一个具有高增益与高sr的对称型ota运放与两个用于整形反相器。由于比较器a2采用两级放大的形式，其小信号延时相较于大信号延时可以忽略不计，因此由比较器产生的延时可以表示为
[0064][0065]
其中，v
dd
为供电高电源轨，反相器的翻转需要比较器的输出电压为v
dd
/2，c
out,comp
为ota运放输出节点电容。
[0066]
考虑到比较器产生的延时，膝点到比较器a2的输出v
comp
翻转点产生的延时修正为
[0067][0068]vrref
在谐振时近似为余弦波形，当其出现电压下掉时，即t4和t6时刻，都会使得比较器输出v
comp
翻转，从而导致膝点的误识别。logic模块的数字逻辑电路可以有效规避这个问题，其电路原理图如图7所示。当比较器检测到第一个v
rref
的负斜率时，v
comp
翻高，触发logic模块得到第一个方波信息，然后logic模块锁死，v
comp
后续方波不再触发v
knee
翻转，以避免膝点检测错误。
[0069]
logic模块的工作波形如图8所示，driver信号为原边功率开关控制信号，v
pleb
信号为原边前沿消隐信号，driver信号为高时，原边功率管导通，为低时原边功率管关断，v
pleb
在driver翻高后的一个窄脉冲时间内内翻高。在driver信号翻高时，v
pleb
的下降沿触发d触发器，采样得到q2为高电平，此时没有检测到膝点，v
comp
保持为低电平，v
knee
输出为低。当检测到膝点，比较器翻转输出第一个方波的上升沿时，q2仍保持高电平，与翻高v
comp
的共同使得v
knee
翻高，当检测到的v
comp
下降沿时，触发d触发器采样得到q2为低电平，使得v
knee
翻低。此后，虽然不断检测到反馈参考信号的下降，但由于处在原边功率管关断的状态，driver信号始终为低，因此触发得到的q2始终为低，v
knee
的电平在这个周期内不再改变。