一种用于射频功率放大器的动态电源系统及控制方法与流程

1.本发明属于射频大功率发射技术领域，特别地涉及一种用于射频功率放大器的动态电源系统及控制方法。


背景技术：

2.射频功率放大器(以下简称射频功放)是无线电发射系统的重要组成部分，用来增强所发射射频信号的功率，以实现所需要的传输距离和传输质量。对于涉及包络调制的无线信息发射系统，信号幅度随时间变化，为保证最高幅度不发生失真，功放需要预留相应的输出能力以满足峰值包络的输出功率，这样虽然保证了功率放大的线性度，但在峰值包络以外的时间上由于功放未达到满功率输出而具有较低的功率转换效率。功放效率的降低不仅增加耗电(从而增加运营成本)，而且带来散热需求高、体积大、可靠性下降等一系列问题。降低射频功放输出能力会提高效率，但又会带来线性度的下降。
3.近年来，随着无线通信技术的发展，射频功放线性和效率之间的矛盾越来越突出，解决矛盾的需求也越来越迫切。目前已经有doherty技术和包络跟踪(et)技术用于提高射频功放的效率，结合数字预失真(dpd)技术改善线性度，在移动通信、无线互联网以及卫星通信等领域已有成熟应用，如专利公开号为cn102299689b公开的一种基于包络跟踪技术的高效率双频功率放大器的设计方法。两种技术体制各有优缺点：doherty系统组成相对简单，功率容量大，但是可工作带宽受限(典型相对带宽约10％)，多用于功率等级在百瓦量级的基站发射端；包络跟踪技术多用于发射功率在瓦级以下的移动终端，其性能从原理上不受载波频率的限制，可工作带宽宽，需要复杂的包络调制电源，在信号带宽达到mhz以上时，包络调制电源需要线性放大器提供高频响应，线性放大器的效率低，影响功放系统总体效率的提升。
4.包络跟踪属于动态电源技术的一种。动态电源技术通过向射频功放提供动态变化的供电电压来提高射频功放效率。依据电源对射频功放输出幅度的影响程度，动态电源技术可细分为不同种类：当射频功放输出幅度基本不依赖动态供电电压时，即为包络跟踪技术；当射频功放输出幅度完全由动态供电电压确定时，为包络消除恢复(eer)技术；介于二者之间时，可称为动态电源技术。事实上，目前工程使用的部分“et”技术中，射频功放的输出幅度一定程度会受电源电压影响，因此称为动态电源技术更为准确。
5.目前已有et(或动态电源)技术主要应用于uhf、l以及s频段，在短波无线发射领域应用较少。一个重要原因是，动态电源技术的性能与峰值包络输入时射频功放的增益压缩状态有关。在现有应用中，射频功放的工作带宽相对较小，频带内特性基本平稳，天线负载条件较好，因此可以在设计阶段和出厂设置时，初步选定峰值包络对应的功放压缩点，即使工作过程中环境条件变化导致工作点出现偏差，对动态电源技术的性能不会有严重的影响。而短波发射频率范围是1.6mhz～30mhz，跨越4个倍频程，如此大的带宽内功放特性、天线负载驻波比等随频率变化剧烈(例如全频段内天线驻波比的波动会达到2.5)，并且系统特性还会受周边电磁环境及天气条件的影响，增益压缩情况会随频率和工作状态而明显变
化，如不能根据工作条件自动调整，则会造成动态电源系统的性能恶化，不具备工程实用性。
6.另外，已有动态电源技术的开关功率放大器多采用定频pwm方案，存在开关频率相关的杂散分配量，并且近载波噪声不易控制。由于短波频段的最低载波频率低，与电源开关频率的间距小，抑制开关频率杂散难度大，并且近载波噪声会对远距离电离层通信性能造成负面影响。一些采用开关频率随机化的措施复杂度高，并且没有解决近载波噪声问题。
7.另一方面，宽带大功率短波通信系统具有采用动态电源技术的迫切需求。因为该类信号体制中有较大比例采用幅度调制，传统ab类功放效率低，系统功耗大，能耗高，设备难以小型化。doherty技术不能满足工作带宽要求，采用动态电源技术是最佳选择。另外，由于短波通信系统信号相对带宽小(不超过几十khz)，动态电源系统可以不用针对高频包络的线性放大器，更加有利于系统效率的改善。
8.因此，存在将动态电源技术应用于宽带大功率射频功率放大系统，实现功放效率稳定提升的需求。


技术实现要素：

9.本发明的目的在于提供一种用于射频功率放大器的动态电源系统，能够在大工作带宽和复杂环境下均能实现射频功放效率的提升，并且具有优异的杂散和近载波噪声性能。
10.为达到上述目的，本发明采用如下技术方案：
11.一种用于射频功率放大器的动态电源系统，其包括：
12.包络检测模块，该包络检测模块具有与外部基带信号发生器连接的同相正交(i/q)基带信号输入端子，并且被配置为检测该i/q输入基带信号的幅度，以及输出基带信号幅度值ve(即包络信号)的输出端子；
13.包络映射模块，所述包络映射模块具有与包络检测模块输出端子连接的包络信号输入端子，与s类功率放大器控制电压输入端连接的控制电压输出端子；该包络映射模块被配置为将输入的包络信号ve转换为s类功率放大器的控制电压vc，该ve到vc的映射关系保证采用所述s类功率放大器作为供电电源的射频功率放大器具有不随包络ve变化的恒定增益；
14.s类功率放大器，所述s类功率放大器具有控制电压输入端子，该控制电压输入端子连接于包络映射模块的控制电压输出端子，连接于外部直流电源的直流供电输入端子，以及与射频功率放大器供电输入端连接的动态电源输出端子；所述s类功率放大器被配置为采用delta-sigma调制器高效率地将直流供电电压转换为跟随输入控制电压变化的动态输出电压vd，为射频功率放大器供电；该动态电源输出端子直接与射频功率放大器功率管的漏极或集电极连接；
15.映射建立模块，所述映射建立模块包括连接至外部基带信号发生器的原始i/q信号输入端子，连接至反馈解调模块解调输出端的反馈i/q信号输入端子，以及连接至发射通路增益调整单元的增益控制输出端子；该映射建立模块被配置为，一方面调整并确定动态输出电压vd的最大值v
dmax
，以及射频通路的增益g
p
，使射频功放在额定峰值功率处满足所设定的增益压缩条件，令一方面，根据反馈信号计算射频功放增益，调整包络信号ve到s类功
放控制电压vc的映射关系，使该射频功放增益保持恒定；
16.反馈解调模块，所述反馈解调模块包括射频反馈输入端子、本振信号输入端子以及反馈i/q信号输出端子；该射频反馈输入端子与外部射频功放输出端的定向耦合器连接，本振信号输入端子与外部发射通路的本振源连接，反馈i/q信号输出端子连接于所述映射建立模块的反馈i/q信号输入端子；该反馈解调模块被配置为将射频反馈信号正交下变频为基带i/q信号。
17.进一步的，所述包络检测模块输出的包络信号
18.进一步的，所述包络映射模块采用多项式函数将所输入的包络信号ve转换为s类功率放大器的控制信号vc，该多项式可以表示为其中m为m≥1的整数，表示多项式阶数，bm为多项式系数，由映射建立模块提供。
19.进一步的，所述包络映射模块采用查找表(lut)方式将所输入的包络信号ve转换为s类功率放大器的控制信号vc；该lut方式包括若干数据对，每一个数据对由索引号和控制信号vc组成；该lut方式将包络信号ve按一定比例缩放并取整，取整后的结果作为索引号，与该索引号对应的控制信号vc即为要输出给s类功率放大器的控制信号。
20.进一步的，所述包络映射模块包括数字模拟转换器(dac)，将映射产生的数字域的控制信号vc转换为模拟信号输出。
21.进一步的，所述s类功率放大器包括：
22.内插滤波器，被配置为将所接收的包络映射模块产生的控制信号vc进行采样率转换，得到采样率为fs的控制信号vc′
，该频率为fs的采样时钟信号由采样时钟电路提供；
23.delta-sigma调制器，该delta-sigma调制器被配置为接收内插滤波器输出的控制信号vc′
，以及来自于反馈通路的反馈信号vf；所述delta-sigma调制器还被配置为计算控制信号vc′
与反馈信号vf差的积分l＝∑n[vc′
(n)-vf(n)]，当l＞阈值时输出v
sw
＝1，否则输出v
sw
＝0；该v
sw
作为delta-sigma调制器的输出信号，被馈送给后级开关功率放大器；
[0024]
开关功率放大器，包括开关信号输入端子，接收所述delta-sigma调制器输出的信号v
sw
，与外部直流电源连接的直流供电输入端子，以及开关功率输出端子；该开关功率放大器被配置为，在所接收的开关信号v
sw
控制下，通过开关器件间断性地将直流供电输入端子输入的直流功率传输至开关功率输出端子；
[0025]
反馈通路，该反馈通路包括连接于开关功率放大器开关功率输出端子的电压采样网络，以及将该模拟采样电压转换为数字反馈信号vf的adc；该反馈信号vf被传输给delta-sigma调制器的反馈输入端；
[0026]
低通滤波器，该低通滤波器的输入端与开关功率放大器的输出端连接，接收其输出的开关功率，滤除开关频率及其各次谐波分量后，输出正比于控制信号vc的动态电源功率信号；该低通滤波器的输出端子作为动态电源的供电输出端，与外部射频功率放大器连接；
[0027]
采样时钟电路，被配置为提供频率为fs的时钟信号给内插滤波器和反馈通路的adc。
[0028]
进一步的，当所述包络映射模块输出的控制信号vc为模拟信号时，所述s类功率放大器还包括adc和内插滤波器；该adc被配置将所接收的模拟控制信号vc转换为数字量。
[0029]
进一步的，所述开关功率放大器采用降压型开关电源转换电路(即buck型电路)，
包括开关驱动器，该驱动器被配置为接收开关输入信号v
sw
，并产生并输出与v
sw
同相、但电平不同的驱动信号q
+
和与v
sw
反相且电平不同的驱动信号q-，以及两只n沟道金属氧化物场效应晶体管(mosfet)v1和v2；所述第一只mosfet v1的栅极连接于驱动器输出的同相驱动信号q
+
，v1的漏极与直流供电端子连接，接收外部直流供电，v1的源极与第二只mosfet v2的漏极连接，该连接点作为开关功率放大器的开关功率输出端子；所述第二只mosfet v2的栅极与驱动器输出的反相驱动信号q-连接，v2的源极接地。
[0030]
进一步的，所述低通滤波器由k个电感和k-1个电容组成，其中k≥2为整数；该k个电感依次串联，即电感lk(2≤k≤k-1)的第一端子与电感l
k-1
的第二端子连接，电感lk的第二端子与电感l
k+1
的第一端子连接；第一个电感l1的第一端子作为所述低通滤波器的输入端子，与所述开关功率放大器的开关功率输出端连接；最末电感lk的第二端子作为低通滤波器的输出端，也就是动态电源输出端子，输出动态电压vd；所述k-1个电容中的连接方式是，第k(1≤k≤k-1)个电容ck的第一端子与所述电感lk、l
k+1
之间的连接端连接，该电容ck的第二端子接地。
[0031]
进一步的，所述低通滤波器的最后一个电感lk安装于外部射频功率放大器功率管的漏极或集电极处，被配置为提供该低通滤波器所需的感抗，同时被配置为外部射频功率放大器功率管的射频扼流电感。
[0032]
进一步的，所述低通滤波器的最后一个电感lk包括两部分，分别是电感l
k1
和电感l
k2
；所述电感l
k2
安装于外部射频功率放大器功率管的漏极或集电极处，该l
k2
通过供电导线与电感l
k1
串联；电感l
k1
，电感l
k2
以及连接二者的供电导线共同被配置为提供所述低通滤波器最末电感lk等价的感抗；所述电感l
k2
同时还被配置为外部射频功率放大器功率管的射频扼流电感。
[0033]
进一步的，所述映射建立模块输出的增益控制信号g
p
为模拟电压，该模拟电压被配置为控制外部射频发射通路上的可变增益放大器的增益。
[0034]
进一步的，所述映射建立模块输出的增益控制信号g
p
为数字量，该数字量被配置为与发射通路上的数字信号相乘，改变射频功率放大器的输入信号幅度。
[0035]
进一步的，所述映射建立模块还包括使能端，该使能端由发射系统的控制器控制；当该使能信号为高电平(1)的时候，映射建立模块开始工作，否则映射建立模块停止工作，或者当使能信号为低电平(0)的时候，映射建立模块开始工作，否则映射建立模块停止工作。
[0036]
进一步的，所述反馈解调模块包括adc，将所输入的射频反馈信号转换为数字射频信号；所述本振输入端子与外部发射通路上的本振源连接，输入正交的两路数字本振信号；所述数字射频信号分别与所述两路正交数字本振信号相乘，相乘的输出信号经过低通滤波器后，得到反馈i/q信号。
[0037]
本发明的另一目的在于提供一种基于上述动态电源系统的控制方法，其包括以下步骤：
[0038]
s1)判断是否要建立新映射关系，若要，则执行步骤s2)，否则执行步骤s3)；
[0039]
s2)建立包络映射关系，其包括：
[0040]
s21)将所述s类功率放大器输出的控制电压信号vc设定为恒定值；
[0041]
s22)通过增益控制信号g
p
调整发射通路增益，使射频功率放大器输出达到设定功
率值；
[0042]
s23)根据反馈i/q基带信号和原始i/q基带信号计算射频功放增益，得到峰值包络功率时的增益压缩量；
[0043]
s24)若增益压缩量达到目标值，则记录当前映射输出vc值为v
dmax
，峰值包络功率时的增益值记为g
r_pk
，并执行步骤s25)；若增益压缩量未达到目标值，则调整包络映射输出值vc，重复步骤s21)～s24)；
[0044]
s25)根据当前射频功放增益gr随包络信号ve的变化关系gr(ve)，按照)，按照建立映射关系，并更新包络映射模块；
[0045]
s26)在更新后的包络映射关系下，根据反馈i/q基带信号和原始i/q基带信号计算射频功放增益gr(ve)；若gr(ve)为恒定的g
r_pk
，则退出包络映射建立过程，否则重复步骤s25)～s26)；
[0046]
s3)通过使能信号关闭映射建立模块；
[0047]
s4)在每个采样时刻n，包络检测模块根据外部基带信号发生器产生的i/q基带信号计算包络信号其中i为i/q基带信号的同相分量；q为i/q基带信号的正交分量；
[0048]
s5)包络映射模块根据映射建立模块已经建立的映射关系，由输入的包络信号ve(n)映射得到s类功率放大器的控制电压信号vc(n)；
[0049]
s6)s类功率放大器中的delta-sigma调制器以vc(n)为参考值，产生方波开关信号，并通过反馈环路调整方波开关信号的频率和占空比，使该方波开关信号的低频平均值等于vc(n)；
[0050]
s7)通过所述方波开关信号控制开关功率放大器放大，将直流供电电压转换为大功率开关信号；
[0051]
s8)大功率开关信号经低通滤波器滤除开关频率后，得到正比于控制信号vc的动态供电电压vd，将动态供电电压vd输出至外部射频功率放大器，为其供电。
[0052]
进一步的，所述步骤s1)中，当发射系统初次加电启动、或更改射频载波频率、或输出功率偏差超过门限、或负载驻波比变化超过门限时，则需要建立新映射关系。
[0053]
进一步的，所述步骤s22)中调整后的发射通路增益控制量为po为当前输出功率，p
t
为目标输出功率。
[0054]
进一步的，所述步骤s23)中峰值包络功率时的增益压缩量的计算方法包括：
[0055]
s231)对由原始i/q基带信号的包络值ve和该包络值对应的射频功放增益gr(ve)组成的集合{ve(n)，gr(ve(n))|n＝1，2....n}采用多项式拟合，得到多项式其中m≥1且为整数，表示多项式阶数，am为多项式系数；
[0056]
s232)计算ve∈[0，v
emax
]范围内的gr(ve)的最大值g
rmax
，其中v
emax
为包络峰值，及计算峰值包络对应的增益g
r_pk
＝gr(v
emax
)；
[0057]
s234)计算所述峰值包络功率时的增益压缩量为dg＝g
rmax-g
r_pk
。
[0058]
进一步的，所述步骤s24)中，当增益压缩量未达到目标值时，则调整包络映射输出值其中，dg_tgt为增益压缩量的目标值。
[0059]
进一步的，所述步骤s25)还包括：根据当前射频功放增益gr随包络ve的变化关系gr(ve)，按照建立映射关系后，再将vc(ve)用多项式拟合，得到其中m≥1且为整数，表示多项式阶数，bm为多项式系数，将多项式系数更新包络映射模块。
[0060]
进一步的，所述步骤s25)还包括：根据当前射频功放增益gr随包络ve的变化关系gr(ve)，按照建立映射关系后，在ve∈[0，v
emax
]选取若干点，计算每个ve对应的vc(ve)，将ve按设定比例缩放取整，取整后的结果作为索引号，该索引号和与之对应的控制信号vc组成数据对，作为查找表方式的表格更新包络映射模块。
[0061]
进一步的，所述步骤s26)还包括：在更新后的包络映射关系下，由反馈i/q基带信号和原始i/q基带信号计算射频功放增益gr(ve)，以及计算反馈i/q基带信号和原始i/q基带信号幅度的相对均方误差其中n为统计的采样点数；若相对均方误差err2小于设定阈值，则退出包络映射建立过程，否则重复步骤s25)～s26)。
[0062]
由于上述技术方案的运用，本发明一种用于射频功率放大器的动态电源系统及控制方法与现有技术相比的有益效果在于：通过包络映射模块产生映射关系将发射信号的包络转换为控制电压，由s类功率放大器高效地产生正比于控制电压的动态电源电压，向射频功放供电，提高射频功放的效率；包络映射关系由映射建立模块提供，映射建立模块通过组合调整发射通路增益和最高供电电压，可使射频功放工作在预定的压缩状态，并在此基础上以恒增益准则建立包络映射关系；通过自动调整射频功放压缩状态，可以保证大工作带宽内和复杂工作环境下射频功放的效率均能得到有效改善，提高了该项技术的实用性和适应性；采用基于delta-sigma调制器的s类功率放大器作为动态电源的输出功放，有效降消除定频杂散，降低了电源引入的近载波噪声，解决了动态电源技术在宽带大功率通信系统中应用的工程实用性问题。
附图说明
[0063]
图1为射频功放的增益随输入功率和供电电压变化的曲线；
[0064]
图2为本发明实施例的系统组成框图；
[0065]
图3为本发明实施例采用lut方法实现包络映射的表格示意图；
[0066]
图4为本发明实施例的s类功率放大器组成框图；
[0067]
图5a为本发明实施例的delta-sigma调制器工作原理示意图；
[0068]
图5b为本发明实施例的delta-sigma调制器的数学模型；
[0069]
图5c为本发明实施例的delta-sigma调制器的误差噪声频率响应；
[0070]
图5d为本发明实施例的delta-sigma调制器的另一种实施方案；
[0071]
图6为本发明实施例的s类功率放大器中开关功率放大器的原理图；
[0072]
图7a为本发明实施例的s类功率放大器中低通滤波器原理图；
[0073]
图7b为本发明实施例的s类功率放大器中低通滤波器的另一种实施方式；
[0074]
图8a为本发明实施例的映射建立模块对发射通路的增益控制方式；
[0075]
图8b为本发明实施例的映射建立模块对发射通路的另一种增益控制方式；
[0076]
图9为本发明实施例的反馈解调模块原理图；
[0077]
图10为本发明的另一种实施例；
[0078]
图11为本发明实施例的动态电源方法的流程图；
[0079]
图12为本发明实施例的映射建立过程流程图；
[0080]
图13为本发明实施例的另一种映射建立过程流程图；
[0081]
图14为本发明实施例的动态电压生成过程的流程图。
具体实施方式
[0082]
实施例一：
[0083]
本发明提出的一种用于射频功率放大器的动态电源系统及方法结合附图及实施例详细说明如下。首先结合图1说明动态电源技术的性能与射频功放压缩状态的关系。图1的横轴为射频功放的输入功率p
in
(单位是dbm)，纵轴为射频功放的增益g(单位是db)，曲线族11为不同漏极直流供电电压vd下增益随输入功率的变化关系，其中漏压vd在19v～35v之间，间隔2v变化。曲线族11的趋势是在输入功率的高端出现下降(即增益压缩)，在相同输入功率处随着漏压的升高而增大。
[0084]
动态电源系统的设计需要选择射频功放在峰值包络输入时的工作点，即达到额定峰值包络输出功率时所采用的最高漏极电压v
dmax
，并由此确定了峰包功率点的增益以及增益压缩情况。对于某个恒定的输出功率p
out
(例如53dbm)，由p
out
＝g+p
in
，等输出功率线是斜率为-1的直线，如图1中的直线12。可以看出直线12(即相同的输出功率)与增益曲线族11会有多个交点，每个交点对应一个可选择的v
dmax
。
[0085]
例如交点13处对应的漏压是33v，如果以此作为动态电源电压的最大值，即v
dmax
＝33v，则在峰值包络处射频功放的增益是g
pk
＝23.8db，该处对应的增益压缩量dg≈1db。同理，交点14对应的v
d_max
＝31v，增益g
pk
＝21.5db，增益压缩量dg≈3db；交点15对应的v
d_max
＝29v，增益g
pk
＝19.2db，增益压缩量dg≈5db。
[0086]
上述三个交点均可以选择作为动态电源的v
dmax
，而对应的射频功放最终性能会有明显不同。根据现有技术中的设计方法，包络映射关系最终应该保证在所有的输入信号幅度(对应不同的p
in
)下功放的增益应保持恒定，如果选择交点13作为峰值包络工作点，则需要保证p
in
动态范围内的增益是恒定的直线16，由直线16与曲线族11的交点可以看出，随着p
in
向交点13左侧减小，与各条增益曲线交点对应的压缩量越来越小，因此射频功放工作在压缩较轻的状态，其最终的平均效率偏低。而如果选择在交点14作为峰值包络工作点，不仅交点14处功放已处于饱和状态，在交点14左侧等增益直线17上的各点均有较大压缩，因此功放的最终平均效率会远高于交点13的情况。显然交点15处于深饱和状态，对应的恒增益直线18会获得比前两种情况更高的效率。
[0087]
另一方面，功放进入深度饱和会带来功率管栅极过激励或漏极过压的风险。因此作为具有工程实用性的技术方案需要权衡功放效率和功率管安全性，来选择合适的增益压缩点并依此确定动态电源的最高电压v
dmax
。
[0088]
现有动态电源技术(或“et”)的应用领域内，射频功放的工作带宽相对不大，负载驻波比相对较好，工作环境相对简单，如图1所示的功放特性随频率、环境的变化较小，一般
在动态电源系统初始设计、出厂设置阶段选取工作点的初值，或根据工作条件预置存储若干初值的方法保证系统性能。
[0089]
而在工作带宽宽、负载条件变化大且工作环境复杂的应用中(例如短波大功率发射系统)，射频功放的特性随频率和环境变化剧烈，初设的工作点(例如图1中的点14)在不同天线负载条件下可能会漂移至其它工作点(如图1中的点13)，导致射频功放效率急剧下降，不仅增加系统功耗，还会带来可靠性风险。
[0090]
为解决上述问题，本发明的一种用于射频功率放大器的动态电源系统采用如图2所示实施例的技术方案。
[0091]
本实施例包括发射通路21和动态电源系统22。其中发射通路21为典型的无线发射系统，此处仅为说明本发明实施例的原理而示出，该发射通路21不属于本发明范围，采用不同于21所示的发射通路方案不超出本发明的保护范围。
[0092]
发射通路21包括依次串联设置的基带信号发生器211、延时模块212、正交调制器213、dac 214、可变增益放大器(vga)215、射频功放(rfpa)216以及输出耦合器217。
[0093]
基带信号发生器211将待发射的原始信号(图中未示出)进行数字化、调制和滤波处理后，形成原始i/q基带信号；该原始i/q基带信号输入延时模块212进行延时，目的是保证在射频功放216输出端射频信号包络与动态电源系统22提供的动态供电电压vd时间对齐，延时模块212输出的i/q基带信号由正交调制器213接收，与正交调制器213内部的正交本振信号作用，变频至所需射频频率上，输出完成变频的数字射频信号，同时正交本振信号lo还会输出给动态电源系统22中的反馈解调模块225；该数字射频信号经dac 214转换为模拟射频信号，再由可变增益放大器215进行放大，该可变增益放大器215的增益由映射建立模块224提供的增益控制量g
p
决定；放大后的射频信号激励射频功放216；射频功放216的供电电压vd由动态电源系统22提供；射频功放216放大后的信号经耦合器217传输至输出端子218，进一步传输给发射天线完成发射；耦合器217的耦合输出端口2171提供一路功率经过衰减的射频功放输出信号，至动态电源系统22的反馈解调模块225。
[0094]
本实施例的动态电源系统22包括包络检测模块221、包络映射模块222、s类功率放大器223、映射建立模块224和反馈解调模块225；
[0095]
所述包络检测模块221的输入端与外部发射通路21的基带信号发生器211连接，接收i/q基带信号，输出端与包络映射模块222的输入端连接，将检测得到的包络信号ve送入包络映射模块222；
[0096]
所述包络映射模块222接收包络信号ve和映射建立模块224所提供的映射关系，将ve映射得到的控制信号vc输出至s类功率放大器223；
[0097]
所述s类功率放大器223一个端子接收控制信号vc，另一端子接收外部直流供电+vsp，产生正比于控制信号vc的动态供电电压vd，通过输出端口为射频功放216供电；
[0098]
所述映射建立模块224的一对输入端子与外部发射通路21的基带信号发生器211的输出端连接，接收原始i/q基带信号，另一对输入端子与反馈解调模块225的输出端子连接，接收反馈i/q基带信号；映射建立模块224还包括一个使能端子，与外部控制器(图中未示出)连接，接收使能控制信号enb；映射建立模块224向包络映射模块222输出映射关系，向发射通路的vga215输出增益控制量g
p
；
[0099]
所述反馈解调模块接收来自于发射通路耦合器217耦合输出端子2171的功放输出
耦合信号，以及来自于发射通路正交调制器213的正交本振信号lo，将正交下变频得到的反馈i/q基带信号输出至映射建立模块224。
[0100]
本实施例的包络检测模块221按照如下关系获得包络信号ve：设第n(n＝1，2，....，n为正整数)时刻输入的原始i/q基带信号为in+jqn，则对应的包络信号上述开根号计算的一种实施方案是采用成熟的cordic算法。
[0101]
本实施例的包络映射模块222的一种实施方式是采用多项式计算包络信号ve到控制信号vc的映射，即其中m为m≥1的整数，表示多项式阶数，bm为多项式系数。在该实施方式下，映射建立模块224提供多项式系数bm给包络映射模块222。
[0102]
包络映射模块222的另一种实施方式是采用查找表(lut)方式，映射关系由存储的数据表规定，如图3所示，数据表包含两列，第一列31为索引号k(1≤k≤k)，第二列32为该索引号对应的控制电压v
ck
；包络映射模块222由输入的包络信号ve计算索引号其中表示向下取整，δ为缩放单位；在表格中的第一列31中搜索索引号k，在该索引和对应行的第二列32中得到控制电压v
ck
。本实施例的包络映射模块222可以采用fpga实现，也可以采用dsp程序实现，还可以基于fpga+dsp的平台实现。
[0103]
本实施例的s类功率放大器223如图4所示，包括内插滤波器41、dleta-sigma调制器42、开关功率放大器43、低通滤波器44、反馈通路45以及采样时钟电路46。所述内插滤波器41、delta-sigma调制器42、开关功率放大器43以及低通滤波器依次串联，内插滤波器41的输入端411接收包络映射模块222提供的控制电压vc，低通滤波器44的输出端子411即为动态电压系统22的电源输出端，输出动态供电电压vd。所述开关功率放大器43还有外部直流供电端子432，与外部直流电源+v
sp
连接。
[0104]
所述反馈通路45包括电压取样电路451和模数转换器(adc)452；该电压取样电路451的输入端连接于开关功率放大器43的输出端431处，输出端与模数转换器452的输入端连接；模数转换器452的输出连接于所述delta-sigma调制器42的反馈输入端421，将反馈信号vf输入给delta-sigma调制器42。
[0105]
所述采样时钟电路45分别向内插滤波器41以及反馈通路的模数转换器452提供频率为fs的时钟。
[0106]
本实施例的s类功率放大器223的工作原理是：
[0107]
1)所述s类功率放大器接收的控制信号vc被所述内插滤波41按照采样时钟电路46所提供的时钟fs调整采样率，生成的控制信号vc′
保留vc的所有信息，采样率变化为fs。
[0108]
2)控制信号vc′
被delta-sigma调制器42接收，该delta-sigma调制器的工作原理用图5a～5d来说明。图5a中示出delta-sigma调制器的原理框图，包括：减法器421，将所接收的控制信号vc′
与反馈信号vf相减；积分器422，对减法器421的输出进行积分累加，输出累加结果l＝∑[v
′c(n)-vf(n)]；比较器423，该比较器的正端接收积分器输出信号l，负端接门限值v
th
，当l≥v
th
时比较器输出v
sw
＝1，否则比较器输出v
sw
＝0。
[0109]
3)所述比较器423的输出信号v
sw
控制开关功率放大器43的工作状态，输出大功率的开关信号vh；反馈通路45将vh按比例缩小后转换为数字反馈信号vf，形成闭合负反馈环路。该负反馈环路达到稳态时，能够保证开关信号vh的低频分量与控制信号v
′c之间的误差趋近0。当vh小于v
′c时，积分器422输出的累积误差l会在更多的时间内大于门限v
th
，导致vh处于高电平的累计时间增多，从而提高了vh的低频分量幅度使vh接近v
′c；反之亦然。
[0110]
由于积分器422具有一定的延时，导致累积误差l滞后，反馈环路的调整过程会在正、负误差之间振荡，从而使delta-sigma调制器42的输出信号v
sw
在高、低电平之间振荡。振荡的频率、占空比与反馈环路延时以及vh与v
′c之间的误差有关。当输入信号v
′c随时间变化的时候，该delta-sigma调制器42的振荡频率也是变化而非恒定的。
[0111]
图5b是所述delta-sigma调制器42的等效数学模型。其中积分器在z变换域的传输特性51为比较器423以及后级开关功率放大器43所引入的量化噪声及开关波形误差用噪声e(z)表示，由加法器52叠加至积分误差信号l(z)上；根据图5b所示模型，在z变换域各信号关系为：
[0112][0113]
由此得到开关功率放大器43的输出信号为：
[0114]vh
(z)＝v
′c(z)z-1
+e(z)(1-z-1
)
[0115]
可以看出噪声项为e(z)(1-z-1
)，该项呈现明显的高通特性，即在低频处接近0，随着频率升高而增大，典型的噪声频率响应如图5c所示。通过低通滤波器44的作用滤除高频噪声分量后，在低频端满足vh(z)≈v
′c(z)z-1
(z-1
表示延时)，因此低通滤波器44后所输出的vd正比于控制信号v
′c。
[0116]
图5d是本实施例的delta-sigma调制器42的另一种实施方案，与图5a所示的方案相比，反馈环路中增加了延时环节424，对反馈信号vf增加延时td，利用环路延时的改变来调节delta-sigma调制器42的振荡频率范围。本实施例的delta-sigma调制器42可以采用fpga实现，也可以采用dsp程序实现，还可以基于fpga+dsp的平台实现。
[0117]
本实施例的s类功率放大器233中的开关功率放大器43采用如图6所示的buck型开关电路，包括开关驱动器432和两只n型mosfet v1和v2，所述开关驱动器432的输入端口431被配置为接收开关信号v
sw
，并输出与v
sw
同相且电平不同的驱动信号q
+
4321和与v
sw
反相且电平不同的驱动信号q-4322。所述mosfet v1的栅极与同相驱动信号q
+
4321连接，v1的漏极与直流供电端子433连接，接收外部直流供电，v1的源极与v2的漏极连接，该连接点作为开关功率放大器43的开关功率输出端子434；v2的栅极与驱动器输出的反相驱动信号q-4322连接，v2的源极接地。当输入开关信号v
sw
为高电平时，v1导通、v2截止，直流供电端子433被接至开关功率输出端子434；当v
sw
为低电平时，v1截止、v2导通，开关功率输出端子434被短路到地。
[0118]
本实施例的s类功率放大器中的低通滤波器44如图7a所示，其由k个电感和k-1个电容组成，其中k≥2为整数；电感l1～lk依次串联；电感l1的第一端子441作为低通滤波器44的输入端子，接收开关功率放大器43输出的开关功率信号vh，电感lk的第二端子442作为低通滤波器44的输出端子，也即动态电源系统22的供电输出端子，输出动态供电电压vd。所述c1～c
k-1
中的第k个电容ck，其第一端子与所述电感lk、l
k+1
之间的连接端连接，第二端子接地。本实施例电感lk安装于外部射频功率放大器功率管v0的漏极，并且lk还被配置为射频功率放大器功率管v0的射频扼流电感。在另一些实施例中，第k个电感被划分为两部分，分别是l
k1
和l
k2
，如图7b所示。其中l
k2
安装在外部射频功率放大器功率管v0的漏极，l
k1
和l
k2
之间通过供电导线443拉远串联；电感l
k1
、电感l
k2
以及连接二者的供电导线443共同被配置为提
供所述低通滤波器44最末电感lk等价的感抗；所述电感l
k2
同时还被配置为外部射频功率放大器功率管射频功率放大器功率管的射频扼流电感。
[0119]
本实施例的映射建立模块224所执行的映射建立方法将在后文详述，该方法可以采用fpga实现，也可以采用dsp程序实现，还可以基于fpga+dsp的平台实现。
[0120]
如图2所示的映射建立模块224输出增益控制信号g
p
，作用于发射通路21中的可变增益放大器(vga)215，该增益控制信号g
p
可以是模拟电压，也可以是数字量，取决于vga的具体形式。
[0121]
在如图8a所示的另一实施例中，所述映射建立模块224对发射通路21的增益控制也可以是对可变衰减器81衰减量的控制，该增益控制信号g
p
可以是模拟电压，也可以是数字量；为抵消可变衰减器81引入的信号衰减，主发射通路一般还要有一级或多级推动放大器82，以保证射频功放的激励信号强度。
[0122]
在如图8b所示的另一实施例中，所述映射建立模块224对发射通路21的增益控制信号g
p
2241为数字量；所述发射通路21中的正交调制器213与dac 214之间采用乘法器83，该乘法器一个乘数为正交调制器213输出的数字射频信号，另一个乘数为数字增益控制信号g
p
2241，通过乘法器83的相乘运算调整数字射频信号的幅度；在dac 214后采用一级或多级推动放大器84，以保证射频功放的激励信号强度。
[0123]
本实施例的映射建立模块224还包括一个使能端子enb(如图2)，连接于外部控制器(图中未示出)；当满足建立新映射关系的条件时，外部控制器通过该使能端enb启动映射建立流程；否则该映射建立模块不工作。
[0124]
本实施例的反馈解调模块225的实施方案如图9所示，包括：adc 92，被配置为接收射频反馈信号91，并将其转换至数字域；乘法器93和94，两个乘法器各有一个输入端接收adc 92输出的数字射频信号，乘法器93的另一个输入端接收发射通路21所提供的正交本振信号lo中的同相分量cos(
·
)，乘法器94的另一个输入端接收该正交本振信号lo中的正交分量sin(
·
)；该乘法器93、94的输出分别连接有低通滤波器95、96，两个低通滤波器配置相同，用来滤除乘法操作所产生的高频分量，同时进行内插，降低采样率；低通滤波器95、96的输出即i/q基带信号97。本实施例的反馈解调模块225可以在fpga中实现，也可以采用dsp程序实现，还可以基于fpga+dsp的平台实现。
[0125]
本发明还提供了一种用于射频功率放大器的动态电源控制方法，如图11所示。所述方法包括如下步骤：
[0126]
步骤1101：判断是否需要建立新映射关系。
[0127]
具体地，所述判断操作由动态电源系统22外部的控制器执行；该控制器通过控制软件及传感器监测发射系统的工作状态和工作条件，当发生下述事件时，该控制器判定需要建立新映射关系：发射系统初次加电启动，更改射频载波频率，输出功率偏差超过门限，负载驻波比变化超过门限。
[0128]
步骤1102：设置映射建立模块使能，执行映射建立过程。
[0129]
当满足需要建立新映射关系条件时，所述外部控制器通过所述映射建立模块的使能端启动该模块，执行映射建立过程。
[0130]
步骤1103：执行动态电源电压生成过程。
[0131]
当映射建立过程执行结束，或者不满足建立新映射关系条件时，执行根据包络信
号生成动态电源电压的过程。
[0132]
图12为本实施例映射建立的具体流程，该流程包括如下步骤：
[0133]
步骤1201：将包络映射输出的控制信号vc设定为恒定值。
[0134]
所述设定操作通过更新包络映射模块的映射关系实现，即对所有输入的包络信号ve，均输出恒定值的控制信号vc。
[0135]
步骤1202：通过增益控制信号g
p
调整发射通路增益，使射频功放输出达到设定功率值。
[0136]
具体地，由外部检测系统测量当前射频功放的输出功率，设为po，而射频功放的目标输出功率为p
t
，则新调整的射频通路增益控制量为
[0137]
步骤1203：由反馈i/q信号和原始i/q信号计算射频功放增益gr，得到峰值包络功率时对应的增益压缩量。
[0138]
所述射频功率增益按下述公式计算：
[0139][0140]
其中(i，q)为原始i/q信号，(i
′f，q
′f)为反馈i/q信号。
[0141]
对应每个原始i/q信号采样点，计算包络信号ve以及增益gr，可以将增益gr视为ve的函数，即gr(ve)＝f(ve)，f(
·
)为待确定函数。累积n个采样点的数据组成集合{ve(n)，gr(ve(n))|n＝1，2....n}，其中n应足够大，保证n个ve样本覆盖原始信号的动态范围。
[0142]
进一步地对上述集合采用多项式拟合，得到多项式函数关系m为多项式阶数，am为多项式系数。利用该函数关系计算ve∈[0，v
emax
]范围内的gr(ve)的最大值g
rmax
，其中v
emax
为包络峰值，及计算峰值包络对应的增益g
r_pk
＝gr(v
emax
)，则增益压缩量可以按下式计算：
[0143]
dg＝g
rmax-g
r_pk
。
[0144]
步骤1204：判断增益压缩量是否达到目标值。
[0145]
增益的压缩量目标与具体应用有关，与发射系统总的效率改善目标有关，也与射频功率管的可靠性设计有关，不同设计方案会有不同的选择，因此增益压缩的目标量可在工程实施中进行优化调整。本实施例中，可以默认选择目标压缩量为3db。
[0146]
所述判断是否达到增益压缩目标值，可以采用不等式|dg-dg_tgt|＜ε判断，其中dg_tgt为增益压缩目标值，例如dg_tgt＝3db，ε为误差容限，例如ε＝0.2db。该不等式成立则认为达到增益压缩目标。
[0147]
步骤1205：记录当前的控制信号值vc为最大供电电压v
dmax
，峰包功率对应的增益为g
r_pk
。
[0148]
获得v
dmax
、g
r_pk
，即完成了图1所示的增益压缩工作点的选择。其中v
dmax
为动态电源输出电压的最大值，g
r_pk
为包络映射需要达成的恒定增益目标值。
[0149]
步骤1206：调整包络映射输出的控制信号vc。
[0150]
当增益压缩量未达标时，通过调整控制信号vc改变动态电源的输出电压vd，使增益压缩量逼近目标值。当增益压缩量偏小时，说明功放压缩程度不足，应进一步降低供电电压，否则应提高供电电压。根据此规律，调整后的控制信号为：
[0151][0152]
步骤1207：根据gr与ve之间的对应关系，建立ve与vc之间的映射，并用该映射更新包络映射模块。
[0153]
具体地，在步骤1202已经建立了gr与ve之间的函数关系gr(ve)，理想的映射关系是gr(ve)为恒定常数g
r_pk
，即gr(ve)＝g
r_pk
。而增益与供电电压vd是正相关的关系，即vd增加，则增益也随之增大，因此可以将当前的gr(ve)与目标增益值g
r_pk
进行比较，如果gr(ve)偏大，则降低该ve处的控制信号vc，从而降低供电电压vd，反之亦然。
[0154]
根据上述原理，建立ve与vc之间的映射关系为：
[0155][0156]
将映射关系更新包络映射模块，具体方法包括：将vc(ve)用多项式拟合，得到其中m为多项式阶数，bm为多项式系数，将多项式系数更新包络映射模块。
[0157]
将映射关系更新包络映射模块，还可以采用的方法是：在ve∈[0，v
emax
]选取若干点，每个ve计算对应的vc(ve)，将ve按一定比例缩放并取整，取整后的结果作为索引号，该索引号和与之对应的控制信号vc组成数据对，作为lut的表格更新包络映射模块。
[0158]
步骤1208：计算更新后的gr与包络ve之间的对应关系。
[0159]
在更新了包络映射后，执行与步骤1203类似的过程，获取新的包络映射关系下gr随ve的变化。
[0160]
步骤1209：判断gr是否恒定等于g
r_pk
。
[0161]
具体地，根据当前gr与ve的函数关系，在ve∈[0，v
emax
]选取若干点，每个ve计算对应的gr(ve)，判断不等式|gr(ve)-g
r_pk
|＜δ(δ为误差容限，例如δ＝0.2db)，不等式成立，则达到恒定增益条件。
[0162]
步骤1210：结束映射建立过程。
[0163]
图13为映射建立过程的另一实施例，与图12所示实施例不同之处在于第1208和1209步，其它步骤均相同，图13省略相同的步骤，仅给出替换的1308和1309步，具体地：
[0164]
步骤1308：计算更新后的gr与包络ve之间的对应关系，以及反馈i/q信号与原始i/q信号之间的相对均方误差err2。
[0165]
具体地，所述更新后的gr与包络ve之间的对应关系的计算与步骤1208相同；所述相对均方误差err2按下式计算：
[0166][0167]
其中n为统计的采样点数，(i，q)为原始i/q信号，(i
′f，q
′f)为反馈i/q信号。
[0168]
所述相对均方误差err2表征了射频功放的am-am失真情况，err2越小则失真越小。
[0169]
步骤1309：判断err2是否小于设定阈值。
[0170]
所述判断操作等价于判断不等式err2＜δ是否成立，其中δ为相对均方误差容限，例如δ＝0.001。
[0171]
图14为本实施例动态电源电压生成的流程图，具体包括：
[0172]
步骤1401：通过使能信号enb关闭映射建立模块。
[0173]
当不需要新建立包络映射关系时，外部控制器通过设定使能信号enb关闭映射建
立模块，确保动态电压生成过程正常运行而不受干扰。
[0174]
步骤1402：在每个采样时刻由原始i/q信号计算包络信号：
[0175]
步骤1403：根据已经建立的包络映射关系，由ve(n)映射得到控制信号vc(n)。
[0176]
当包络映射关系为多项式方式表示时，其中m为m≥1的整数，表示多项式阶数，bm为多项式系数，m以及bm均由包络映射模块提供。
[0177]
当包络映射关系采用lut方式时，计算索引号其中表示向下取整，δ为缩放单位，在lut表格中搜索索引号k，该索引号对应的表格项中得到控制电压v
ck
作为当前vc(n)。
[0178]
步骤1404：delta-sigma调制器以控制信号vc(n)为参考值，产生方波开关信号。
[0179]
具体地，所述delta-sigma调制器首先用加法器将vc(n)与反馈信号vf相减；再由积分器对上述差进行累加，得到累积误差l＝∑[vc(n)-vf(n)]；该累积误差l与门限值v
th
比较，如果l≥v
th
时比较器输出v
sw
＝1，否则比较器输出v
sw
＝0。由于反馈信号取自于开关功率放大器输出的开关功率信号，上述过程构成负反馈环路，该环路以vc(n)作为目标参考值，力图将vf的低频分量调整到vc(n)。
[0180]
由于积分器导致反馈信号有一定的延时，因此调整过程会在正、负误差之间振荡，进而delta-sigma调制器输出是在高、低电平之间振荡的开关信号。振荡的频率、占空比与反馈环路延时以及控制信号与反馈信号之间的误差有关。当控制信号随时间变化时，该delta-sigma调制器的振荡频率也是变化而非恒定的。
[0181]
步骤1405：delta-sigma调制器产生的开关信号控制开关功率放大器，获得开关功率信号。
[0182]
将delta-sigma调制器产生的开关信号转换为两路反相驱动信号，分别控制buck型开关功率放大器的两个开关。当delta-sigma调制器产生的开关信号为高电平时，令第一个开关将外部直流供电导通至开关功率信号输出端，而第二个开关截止；当delta-sigma调制器产生的开关信号为低电平时，令第一个开关截止，第二个开关导通，将所述开关功率信号输出端接地。
[0183]
步骤1406：开关功率信号经过低通滤波器后，获得动态供电电压vd。
[0184]
由于开关功率信号的开关波形与delta-sigma调制器产生的开关信号相同，因此该信号的低频分量以很小的误差接近控制信号vc，所以采用低通滤波器滤除高频分量后所得到的动态供电电压vd正比于控制信号vc。
[0185]
实施例二：
[0186]
本实施例如图10所示，与图2所示实施例一不同之处在于：所述包络映射模块222输出的数字域控制信号由dac 101转换为模拟信号vc，通过传输电缆103拉远，在所述s类功率放大器223的输入端增加adc 102，用来接收模拟控制信号vc并将其转换至数字域后输入s类功率放大器223。本实施例其它部分组成及工作原理与图2所示实施例相同，此处省略。本实施例的有益之处是：当s类功率放大器223与包络映射模块距离较远(例如分布于不同的两台单机中)时，采用模拟信号传输的工程实现更为简单。
[0187]
以上仅是本发明的具体实施范例，凡采用同等原理或者等效变换而形成的技术方案，均落在本发明权利保护范围之内。