放大装置以及发送机的制作方法

放大装置以及发送机
1.本技术是分案申请，其母案申请的申请日为2018年2月23日，申请号为201810154415.2，发明名称为“放大装置以及发送机”。
2.本技术以日本专利申请2017-180690号(申请日：2017年9月20日)为基础，依照该申请享有优先权。本技术包括该日本技术的所有内容。
技术领域
3.本发明的实施方式涉及放大装置以及发送机。


背景技术：

4.已知有根据高频输入信号的振幅动态地切换进行动作的放大器的数量的多尔蒂放大装置(doherty amplifier)。多尔蒂放大装置包括1个主放大器和1个以上的峰值放大器。在将使用的放大器的数量设为n的情况下，将其称为n-路的多尔蒂放大装置。主放大器平常进行动作，峰值放大器仅在大的电力的情况下进行动作。将峰值放大器设为1个的2-路的多尔蒂放大装置的结构是一般性的，但还存在使用2个以上的峰值放大器的结构。各放大器使用晶体管(双极性，fet)作为放大元件。由于晶体管具有寄生分量，所以有可能进行大幅偏离理想放大动作的动作。


技术实现要素：

5.本发明想要解决的课题在于提供一种不使电路结构复杂化就能够补偿电路元件的寄生分量的放大装置以及发送机。
6.在放大装置中，n个输入网络与输入输入信号的输入端子连接。第一放大器放大所述n个输入网络中的1个输出信号。在所述第一放大器进行了放大动作的情况下，n-1个第二放大器根据所述n个输入网络的输出信号的振幅，放大所述n个输入网络中的除了所述1个输出信号以外的n-1个输出信号，其中n为3以上的整数。在n个输出网络中，n个输出网络中的一个连接于所述第一放大器的输出节点与负载连接节点之间，并且其余的n-1个分别逐个地连接于所述n-1个第二放大器的输出节点与所述负载连接节点之间。第一偏置网络对所述n个输出网络中的至少一个供给直流偏置电压。所述第一偏置网络的电长度小于90度。
7.根据上述结构，不使电路结构复杂化就能够补偿电路元件的寄生分量。
附图说明
8.图1是一个实施方式的放大装置的等价电路图。
9.图2是图1的放大装置的概念性的框图。
10.图3是一个比较例的放大装置的等价电路图。
11.图4a是示出图1的放大装置中的主放大器的基本结构的电路图。
12.图4b是示出图4a的电路的s21的频率所引起的相位变化和s21的频率所引起的振幅变化的图表。
13.图4c是示出图1的放大装置中的峰值放大器的基本结构的电路图。
14.图5是对图1追加有第二偏置网络的放大装置。
15.图6a是示出图5的放大装置中的主放大器的基本结构的电路图。
16.图6b是在史密斯圆图上图示出图6a的电路的特性的图。
17.图7是对右端的峰值放大器的输出节点连接有第一偏置网络的放大装置。
18.图8是对左右端以外的峰值放大器的输出节点也连接有第一偏置网络的放大装置。
19.图9是从图8中省略掉第二偏置网络的放大装置。
20.图10是作为偏置网络设置有电感器元件的放大装置。
21.图11是示出发送机的内部结构的一个例子的框图。
22.(符号说明)
23.1：放大装置；2：输入分离器；3：主放大器；4：峰值放大器；5：输入网络；6：输出网络；7：第一偏置网络；8：输出合成器；9：直流电压源；10：第二偏置网络；11：发送机；12：基带处理部；13：局部振荡器；14：调制器；15：高频放大装置；16：天线。
具体实施方式
24.以下，参照附图，说明实施方式。此外，在本案说明书和附图中，虽然为了易于理解和图示而将一部分的结构部分省略、变更或者简化来说明及图示，但也将能够期待同样的功能的程度的技术内容包含于本实施方式来解释。
25.图1是一个实施方式的放大装置1的等价电路图，图2是图1的放大装置1的概念性的框图。在此，将晶体管表现为理想电流源。本实施方式的放大装置1是根据高频输入信号的振幅动态地切换进行动作的放大器的数量的n-路的多尔蒂放大装置1。n-路表示具备n个放大器。n为3以上。电长度只要没有特别限定，则设为针对基波的电长度。
26.如图1以及图2所示，本实施方式的放大装置1具备输入分离器2、主放大器(第一放大器)3、n-1个(n为3以上的整数)的峰值放大器(第二放大器)4、n个输入网络5、n个输出网络6、第一偏置网络7、输出合成器8以及直流电压源9。这些主放大器3和n-1个峰值放大器4并联连接。输入网络5、输出网络6以及偏置网络7既可以利用传送线路实现，也可以利用线圈、电容器等集中常数的部件实现，还可以利用波导管等实现。另外，也可以通过它们的组合来实现。对主放大器3和各峰值放大器4供给来自直流电压源9的单一的直流电压。该单一的直流电压如后所述被用作偏置电压。在此，偏置电压是指，如果是fet则对漏极施加、如果是双极性晶体管则对集电极施加的电压。这样，利用单一的直流电压施加偏置是特征之一。
27.经由n个输出网络6，主放大器3和各峰值放大器4的输出节点都与负载连接节点n1连接，对该负载连接节点n1连接有各放大器3、4共同的负载电阻r负载。主放大器3进行信号的放大动作。主放大器3在被输入信号的期间始终进行放大动作。输入到主放大器3的信号是图2所示的输入分离器2的输入信号被输入分离器2分配成n个信号而输入到n个输入网络5并从n个输入网络5输出的信号中的1个信号。在将主放大器3的输出电压设为vm、将输出电流设为im时，主放大器3等价地被表示为如图1所示具有使如下电流流过的电流源的结构，该电流相对在图1的右端的峰值放大器4中流过的电流的相位而偏移了-j
×
(n-2)。
28.在主放大器3进行放大动作的情况下，n-1个峰值放大器4根据信号的振幅依次进
行放大动作。即，根据信号的振幅而进行放大动作的峰值放大器4的数量发生变化。信号的振幅越大，则进行放大动作的峰值放大器4的数量越增加。由此，能够高效地进行信号的放大动作，能够削减功耗。
29.更具体而言，图1所示的n-1个峰值放大器4中的右端的峰值放大器4最先进行放大动作，随着输入到峰值放大器4的信号的振幅变大，各峰值放大器4从右端向左端依次开始放大动作。
30.在n-1个峰值放大器4中流过的输出电流的相位分别不同，相对在右端的峰值放大器4中流过的电流的相位，在左端即主放大器3的右邻的峰值放大器4中流过的电流的相位偏移了与主放大器3同样的-j
×
(n-2)，在其右邻的峰值放大器4中流过的电流的相位偏移了-j
×
(n-3)。这样，各峰值放大器4等价地被表示为具有流过各自固有的相位的电流的电流源的结构。通过图2的输入分离器2将输入信号分离到多个输入网络5，从而产生这些电流的相位差。
31.n个输入网络5连接于输入针对输入分离器2的输入信号的输入端子与主放大器3的输入节点之间，并且分别连接于所述输入端子与n-1个峰值放大器4的各输入节点之间。关于经由n个输入网络5中的一个输入网络的通过主放大器3的路径的、所述输入端子与负载连接节点n1之间的相位偏移量被设计成等于关于经由n个输入网络5中的除了上述一个输入网络以外的任意一个输入网络的通过峰值放大器4之一的路径的、所述输入端子与所述负载连接节点之间的相位偏移量。能够通过构成输入网络5的电路(例如微带线路的电长度以及宽)的调整来进行这样的设计。
32.n个输出网络6连接于主放大器3的输出节点与负载连接节点n1之间，并且连接于n-1个峰值放大器4的输出节点与负载连接节点n1之间。这些输出网络6是利用微带线、lc电路等实现的电路。这些电路具有如后所述能够控制高次谐波阻抗的特征。能够控制高次谐波阻抗表示能够单独地调整各电路(例如微带线路的电长度和宽)。例如，单独地调整n个输出网络6的电长度，以使得信号的基波频率中的传递特性、2次高次谐波频率中的传递特性以及3次高次谐波频率中的传递特性成为理想的特性。
33.第一偏置网络7对主放大器3和n-1个峰值放大器4的至少一个输出节点即n个输出网络6中的至少一个供给直流偏置电压。从图1所示的直流电压源9供给该直流偏置电压。在图1中，示出了将第一偏置网络7连接到主放大器3的输出节点的例子，但第一偏置网络7也可以与n-1个峰值放大器4的任意输出节点连接。例如，在对多个输出网络6分别连接第一偏置网络7的情况下，对任意第一偏置网络7都供给单一的直流电压。由此，无需设置多个偏置电源，能够简化放大装置1的电路结构。
34.构成主放大器3和n-1个峰值放大器4的晶体管等电路元件具有寄生分量。在图1中，等价地由并联电容器和串联电感器表示各放大器的输出节点中的寄生分量。例如，将主放大器3的并联电容器设为cm，将串联电感器设为lm，将右端的峰值放大器4的并联电容器设为cp1，将串联电感器设为lp1，将左端的峰值放大器4的并联电容器设为cp(n-1)，将串联电感器设为lp(n-1)。
35.在图1以及图2的放大装置1中，将与主放大器3的输出节点连接的第一偏置网络7设为电长度小于90度的电路。该电路对与主放大器3和n-1个峰值放大器4的全部输出节点连接的n个输出网络6供给直流偏置电压，并且控制这些放大器3、4的高次谐波阻抗。
36.另外，在图1以及图2的放大装置1中，通过将n个输出网络6的电长度单独地调整为大于或者小于90度，使得进行期望的放大动作。例如，在3-路的多尔蒂放大装置1的情况下，使电路t1的电长度大于90度，使电路t2和t3的电长度小于90度，从而得到期望的放大性能。第一偏置网络7也可以与主放大器3和各峰值放大器4中的任意2个以上的输出节点连接，但在该情况下，对任意第一偏置网络7都供给单一的直流偏置电压。
37.图3是一个比较例的放大装置1的等价电路图。与图1不同，在图3中未具备第一偏置网络7。另外，图3中的n个输出网络6的电长度都是90度。各峰值放大器4的输出电流的相位构成为能够取得相位平衡。通过各放大器的输出节点确定图3的放大装置1中的最佳的相位平衡。因为构成放大装置1的晶体管等的寄生分量具有频率和相位响应，所以在设计n-路的多尔蒂放大装置1时必须考虑寄生分量。寄生分量具有等价地如使电路的电长度变长或者变短的作用，但由于在理想的放大装置1中将电路的电长度假设为90度，所以与实际的放大装置1的放大动作相比会产生偏差。另外，放大装置1的内部匹配和封装形状也成为实际的放大装置1的放大动作不为理想放大动作的主要原因。
38.相对于此，在本实施方式中，如图1所示，将供给单一的直流偏置电压的第一偏置网络7连接到例如主放大器3的输出节点，使该第一偏置网络7的电长度小于90度，且单独地调整n个输出网络6的电长度，使电长度大于或者小于90度。由此，能够补偿各放大器的输出节点中的寄生分量。
39.图4a以及图4b是示出图1的放大装置1中的主放大器3的特性的图。图4a是示出图1的放大装置1的主放大器3的基本结构的电路图，图4b是示出图4a的电路的s参数的s21(通过)的频率所引起的相位变化和s21的频率所引起的振幅变化的图表。该图表示出了进行接近理想的n-路的多尔蒂放大装置1的放大动作的同时如何控制第二以及第3高次谐波阻抗。另外，图4c是示出图1的放大装置1中的峰值放大器4的基本结构的电路图。
40.在图4a的电路中，对端口1连接有并联电容器c和串联电感器l作为寄生分量。另外，对串联电感器l的输出经由输出网络6t1连接有端口2并且还连接有供给直流偏置电压vdd的第一偏置网络7。第一偏置网络7的电长度被设定为小于90度。端口2与图1的负载连接节点n1等价。
41.图4b的图表示出了接近图4a的电路的理想的特性的图表。如从该图表可知，基波频率时的s21的相位约为-90度，振幅约为0.75。通过寄生分量c和l、第一偏置网络7以及输出网络6的相互作用，基波频率时的相位被设定为-90度。
42.另外，2次高次谐波时的s21的相位约为180度，振幅约为1。另外，3次高次谐波时的s21的相位约为0，振幅被最小化至约0.5。通过进行如使输出网络6的电长度大于或者小于90度的调整，能够得到该图表的特性。这样，基波频率中的端口1、端口2之间的相位差成为90度，2次高次谐波中的端口1、端口2之间的相位差成为180度，3次高次谐波中的端口1、端口2之间的相位差成为0度。
43.如从图4b的图表可知，通过对主放大器3、峰值放大器4的输出节点连接电长度小于90度的第一偏置网络7，对输出网络6供给单一的直流偏置电压，且将输出网络6的电长度调整为大于或者小于90度，能够在考虑了放大装置1的输出节点中的寄生分量的影响的基础上，使得进行接近理想放大动作。
44.然而，如果仅设置n个输出网络6和第一偏置网络7，则高次谐波控制尚不充分，为
了更高精度地进行高次谐波控制，需要进一步对电路进行改善。
45.图5是对图1追加第二偏置网络10而成的。第二偏置网络10是对负载连接节点n1例如进行与接地电平相同的电平的偏置供给的电路。此外，第二偏置网络10的一端无需一定设定为接地电平，但在本实施方式中具有使用单一的直流偏置电压的特征，所以通过使第二偏置网络10的一端导通到整体接地模来简化电路结构。这样，第二偏置网络10在利用与第一偏置网络7不同的电压电平进行偏置这点具有特征。设置第二偏置网络10用以控制主放大器3和n-1个峰值放大器4的高次谐波。第二偏置网络10与其他网络例如输出网络6同样地既可以利用传送线路实现，也可以利用线圈、电容器等集中常数的部件实现，还可以利用波导管等实现。另外，也可以通过它们的组合来实现。
46.图6a以及图6b是示出图5的放大装置1中的主放大器3的特性的图。图6a是示出图5的放大装置1的主放大器3的基本结构的电路图，图6b是在史密斯圆图上图示出图6a的电路的特性的图。图6a的电路是对图4a的电路追加第二偏置网络10而成的。第二偏置网络10的一端被设定为接地电压，另一端与端口2连接。在图6a的电路中，与图4a的电路同样地，第一偏置网络7的电长度被设定为比90度小的值，输出网络6的电长度被设定为大于或者小于90度的值。第二偏置网络10的电长度在其一端被设定为接地电平的情况下，被设定为例如90度。
47.如从图6b的史密斯圆图可知，在图6a的电路中，通过将输出网络6的电长度调整为大于或者小于90度，基波频率f0、2次高次谐波2f0以及3次高次谐波3f0大致排列成一条直线。更具体而言，2次高次谐波2f0位于史密斯圆图的右端，达到接近开路的值。另外，3次高次谐波位于史密斯圆图的左端，达到接近短路的值。由此，图5以及图6a的放大装置1进行理想放大动作。
48.在图1以及图5的放大装置1中，第一偏置网络7未成为对称的连接，但通过使第一偏置网络7成为对称的连接，能够进行更理想放大动作。图7是除了图5的放大装置1的结构以外还对右端的峰值放大器4的输出节点连接第一偏置网络7而成的。在图7的情况下，对左右两端的主放大器3和峰值放大器4分别连接有第一偏置网络7，所以对称性变得更好，能够进行更理想放大动作。
49.图8是除了图7的放大装置1的结构以外进而还对左右端以外的峰值放大器4的输出节点连接第一偏置网络7而成的。在图8的放大装置1中，因为与各峰值放大器4的输出节点连接的第一偏置网络7的数量增加，所以能够更高精度地补偿各峰值放大器4的输出节点的寄生分量，并且也能够更高精度地进行高次谐波阻抗的控制，能够进行比图7更接近理想放大动作。
50.图7、图8的放大装置1具备第二偏置网络10，但也可以如图9所示省略第二偏置网络10。另外，在上述各放大装置1中，示出了利用微带线等传送线路构成第一偏置网络7的例子，但第一偏置网络7也可以如图10所示是集中常数的电感器元件。
51.在上述图1、图5～图10的放大装置1中，说明了调整n个输出网络6、第一偏置网络7以及第二偏置网络10的电长度的例子，但不仅可以调整电长度，也可以调整n个输出网络6、第一偏置网络7以及第二偏置网络10的宽度。通过调整宽度，能够调整各自的特性阻抗，能够使放大装置1的放大动作接近更理想的动作。
52.上述本实施方式的放大装置1的用途没有特别限定，能够在例如发送机的内部使
用。图11是示出发送机11的内部结构的一个例子的框图。图11的发送机11具备基带处理部12、局部振荡器13、调制器14、高频放大装置15以及天线16。基带处理部12进行基带信号的信号处理。局部振荡器13生成局部振荡信号。调制器14使用局部振荡信号调制基带信号而生成高频信号。高频放大装置15放大高频信号并发送到天线16。上述图1、图5～图10所示的放大装置1能够在高频放大装置15的内部使用。
53.此外，在图1等中，针对各第一偏置网络7，利用不同的记号来标记对第一偏置网络7的一端供给的直流偏置电压，但如上所述，在本实施方式中能够供给单一的直流偏置电压。其中，根据情况，也可以对多个第一偏置网络7供给各自的电压电平的直流偏置电压。
54.这样，在本实施方式中，因为补偿构成放大装置1内的各个放大器的电路元件的寄生分量且还控制高次谐波阻抗，所以能够使放大装置1进行接近理想放大动作的放大动作。由此，能够改善大的动态范围的信号的平均电力效率。另外，由于使用单一的直流偏置电压，所以只要设置单一的直流电压源9即可，能够简化放大装置1的整体结构。
55.更具体而言，在本实施方式中，通过调整输出网络6的第一偏置网络7的电长度，进行寄生分量的补偿和高次谐波阻抗的控制，所以不使电路结构复杂化就能够使放大装置1进行理想放大动作。另外，通过设置第二偏置网络10，能够进一步更高精度地进行高次谐波阻抗的控制。
56.这样，通过控制高次谐波阻抗，能够提高在放大装置1中使用的晶体管的性能。另外，晶体管的寄生元件的解析和对策花费大量的时间，但根据本实施方式，能够高精度地补偿晶体管的寄生元件的影响。
57.此外，能够将上述实施方式总结为以下的技术方案。
58.(技术方案1)
59.一种放大装置，具备：
60.n个输入网络，与输入输入信号的输入端子连接；
61.第一放大器，放大所述n个输入网络中的1个输出信号；
62.n-1个第二放大器，在所述第一放大器进行了放大动作的情况下，根据所述n个输入网络的输出信号的振幅，放大所述n个输入网络中的除了所述1个输出信号以外的n-1个输出信号，其中，n为3以上的整数；
63.n个输出网络，连接于所述第一放大器的输出节点与负载连接节点之间，并且连接于所述n-1个第二放大器的输出节点与所述负载连接节点之间；以及
64.第一偏置网络，对所述n个输出网络中的至少一个供给直流偏置电压，
65.所述第一偏置网络的电长度小于90度。
66.(技术方案2)
67.根据技术方案1记载的放大装置，
68.关于经由所述n个输入网络中的一个输入网络的通过所述第一放大器的路径的、所述输入端子与所述负载连接节点之间的相位偏移量等于关于经由所述n个输入网络中的除了所述一个输入网络以外的任意一个输入网络的通过所述第二放大器的路径的、所述输入端子与所述负载连接节点之间的相位偏移量。
69.(技术方案3)
70.根据技术方案1或者2记载的放大装置，
71.所述n个输出网络分别具有能够控制高次谐波阻抗的网络。
72.(技术方案4)
73.根据技术方案3记载的放大装置，
74.分别单独地调整所述n个输出网络的电长度，
75.所述n个输出网络的电长度被调整为比90度大的值或者比90度小的值。
76.(技术方案5)
77.根据技术方案4记载的放大装置，
78.单独地调整所述n个输出网络的电长度，以使得所述输入信号的基波频率中的传递特性、2次高次谐波频率中的传递特性以及3次高次谐波频率中的传递特性成为理想的特性。
79.(技术方案6)
80.根据技术方案1至5中的任意一项记载的放大装置，
81.设置有与所述n个输出网络中的2个以上分别连接的多个所述第一偏置网络，
82.对所述多个第一偏置网络的各一端供给相同的电压电平的所述直流偏置电压。
83.(技术方案7)
84.根据技术方案1至6中的任意一项记载的放大装置，
85.所述放大装置具备第二偏置网络，该第二偏置网络针对所述负载连接节点进行与所述第一偏置网络不同的电压电平的偏置设定。
86.(技术方案8)
87.根据技术方案7记载的放大装置，
88.所述第二偏置网络进行所述n个输出网络的高次谐波阻抗的控制。
89.(技术方案9)
90.根据技术方案7或者8记载的放大装置，
91.所述第二偏置网络的一端被设定为接地电平。
92.(技术方案10)
93.根据技术方案7至9中的任意一项记载的放大装置，
94.单独地调整所述n个输出网络、所述第一偏置网络以及所述第二偏置网络的电长度以及宽。
95.(技术方案11)
96.一种发送机，具备：
97.基带处理部，进行基带信号的信号处理；
98.调制器，使用局部振荡信号调制所述基带信号而生成高频信号；以及
99.高频放大装置，放大所述高频信号并发送到天线，
100.所述高频放大装置具备：
101.n个输入网络，与输入输入信号的输入端子连接；
102.第一放大器，放大所述n个输入网络中的1个输出信号；
103.n-1个第二放大器，在所述第一放大器进行了放大动作的情况下，根据所述n个输入网络的输出信号的振幅，放大所述n个输入网络中的除了所述1个输出信号以外的n-1个输出信号，其中n为3以上的整数；
104.n个输出网络，连接于所述第一放大器的输出节点与负载连接节点之间，并且连接于所述n-1个第二放大器的输出节点与所述负载连接节点之间；以及
105.第一偏置网络，对所述n个输出网络中的至少一个供给直流偏置电压，
106.所述第一偏置网络的电长度小于90度。
107.虽然说明了本发明的几个实施方式，但这些实施方式是作为例子而提示的，不意图限定发明的范围。这些新的实施方式能够以其他各种方式实施，能够在不脱离发明的要旨的范围内进行各种省略、置换、变更。这些实施方式、其变形包含于发明的范围、要旨内并且包含于权利要求书记载的发明和其均等的范围内。